проектирование РЛС. 1. Расчет параметров рлс

• Название: 1. Расчет параметров рлс
• Анкор: проектирование РЛС
• Дата: 02.06.2022
• Размер: 4.08 Mb.
• Имя файла: Studbooks_243936.rtf
• Тип: Реферат; #565779

Studlancer.net - закажи реферат, курсовую, диплом!

1. Расчет параметров РЛС
Параметры РЛС (дальность действия, мощность передатчика, коэффициент шума приемника, размеры антенны, вероятности ложной тревоги и правильного обнаружения) определяются при помощи уравнения дальности (1).
, 11\* MERGEFORMAT ()

радиолокационный передатчик станция приемник

где R_max – максимальная дальность действия РЛС, м;

P_имп – импульсная мощность передатчика РЛС, Вт;

τ – длительность импульса, с;

А – эквивалентная площадь приемной антенны, м²;

– эффективная площадь рассеяния цели, м²;

K_ш – коэффициент шума приемника;

k = 1.38∙10^-23 Вт/град∙Гц – постоянная Больцмана;

T₀ = 290° K – стандартная температура приемника;

λ – длина волны излучаемых колебаний, м;

K_р – коэффициент различимости.

Ширина диаграммы направленности в горизонтальной плоскости при ее аппроксимации гауссовой кривой определяется разрешающей способностью РЛС по азимуту
,
где Θ_0.5 – ширина диаграммы антенны в плоскости разрешения по уровню половинной мощности.

Ширина луча зеркальной параболической антенны по уровню половинной мощности определяется по формуле
,
где d – диаметр антенны.

Зависимость диаметра антенны от длины волны излучаемого колебания имеет вид

Длина волны λ выбирается равной 0.9 см (f = 33 ГГц), т.к. увеличение длины волны ведет к значительному увеличению площади антенны, а меньшее значение длины волны требует большей мощности передатчика.

Эквивалентная площадь антенны A для параболических антенн равна [1, стр. 175]:
,
где S – площадь раскрыва антенны.

При λ = 0.03 м эквивалентная площадь антенны

Частота повторения зондирующих импульсов f определяется максимальной однозначно измеряемой дальностью
,
где с = 3∙10⁸ м/с – скорость света.
375 Гц
Разрешающая способность по дальности для сигнала в виде импульса с прямоугольной огибающей определяется выражением
,
где τ – длительность импульса.

Коэффициент шума K_ш:
, 22\* MERGEFORMAT ()
где T_e – эффективная шумовая температура реального приемника.

Общая эффективная шумовая температура системы складывается из следующих составляющих:

а) эффективная шумовая температура пространства

– космические шумы,

– шумы атмосферного поглощения;

б) эффективная шумовая температура, обусловленная потерями в высокочастотных элементах;

в) эффективная шумовая температура усилителя высокой частоты приемника.

На частотах f > 1 ГГц космическим шумом можно пренебречь [3, стр. 445]. Эффективная шумовая температура от атмосферного поглощения определяется по формуле
, 33\* MERGEFORMAT ()
где T_a = 260° K – температура атмосферы;

L_атм – потери в атмосфере.

Эффективная шумовая температура пространства определяется по рис. 2. На частоте f = 33 ГГц T_{e атм} = 130° K.


Рис. 1. Зависимость эффективной температуры от частоты сигнала для космического шума и шумов от атмосферного поглощения.

Потери в атмосфере
=1,413
Эффективная шумовая температура линии передачи определяется по формуле
,
где T_л – температура линии (принимается равной T₀);

L_л – потери в линии передачи.

Затухание в коаксиальной линии передачи на частоте f = 33 ГГц не превышает 0.12 дБ/м. (для РК50–4–11 L₀= 0.096 при частоте f = 33 ГГц [5]). При длине линии l = 10 м общее затухание в линии передачи
L_л= L_ol=0.1210=1.2 дБ=1,318
Т_вл=290 (1,318–1)=92^оК

В качестве УВЧ используется параметрический усилитель, способный работать при температурах окружающей среды [3, стр. 467].



Рис. 2. Зависимость коэффициента шума от частоты принимаемого сигнала. а – для ламп бегущей волны; б – для усилителей на туннельных диодах; в-для параметрических усилителей.
На частоте f = 33 ГГц коэффициент шума приемника K_{ш пр} = 2,4. Из выражения (2) эффективная шумовая температура приемника T_{e пр} равна

Т_{в пр}=(2,4–1) 290=406^оК

Для многокаскадной цепи с числом каскадов N эффективная шумовая температура определяется как
,
где T₁, … T_N – эффективные шумовые температуры отдельных каскадов;

G₁, … G_N-1 – коэффициенты передачи каскадов.

С учетом потерь в атмосфере, линии передачи и коэффициента шума приемника общая шумовая температура системы равна
,
где T_атм = 260° K, T_л = 290° K – действительные температуры атмосферы и линии передачи.

Т_в=(1,413–1)260+(1,318–1) 2901,413+4061,3181,413=994^оК

Суммарный коэффициент шума согласно выражению (2) равен



Коэффициент различимости K_р определяется по выражению
,
где q – отношение сигнал/шум;

N – количество импульсов в пачке;

β_i – потери в тракте приема.

Отношение сигнал/шум для заданных вероятностей правильного обнаружения P₀ и ложной тревоги P_л может быть определена по характеристике обнаружения (рис. 3).


Рис. 3. Характеристики обнаружения для полностью известного сигнала
При P₀ = 0.99 и P_л = 10^-5 q = 42,3. Потери в тракте приема складываются из потерь в линии передачи β₁ = 1,2 дБ и потерь при квазиоптимальной фильтрации β₂. Потери на один импульс составляют около 1 дБ [1, стр. 178]. Число импульсов n, приходящих от точечной цели во время ее нахождения в луче антенны
,
где V_ск – скорость вращения антенны, об/мин.

скорости вращения антенны 6 оборотов в минуту, число импульсов

Число импульсов в пачке N = 39.



Поглощение энергии радиоволн при распространении уменьшает дальность действия РЛС
, 44\* MERGEFORMAT ()
где R_{max n} – максимальная дальность с учетом поглощения;

α – коэффициент поглощения в среде.

Зависимость коэффициента поглощения от длины волны имеет вид [6]


Рис. 4. Зависимость коэффициента поглощения в среде от длины волны.

Импульсная мощность с учетом выражений (1), (4) равна
(5)


Средняя мощность передатчика P_ср

Р_ср=12073752.1310^-639=38 Вт
2. Оптимизация РЛС по минимуму излучаемой мощности и коэффициенту шума УВЧ приемника в диапазоне длин волн
Величина излучаемой мощности P_имп зависит от длины волны λ. Эффективная площадь антенны










Рис. 5. Зависимость величины излучаемой мощности от длины волны.
Мощность сигнала будет минимальной (P_имп = 48 Вт) при длине волны излучаемого колебания λ = 0,05 м.

Зависимость коэффициента шума УВЧ приемника представлена на рис. 2. Минимальный коэффициент шума приемника достигается при λ = 0,05 м.
3. Выбор активного элемента передатчика
Тип усилительного прибора в выходном каскаде передатчика определяется требуемой выходной мощностью и длиной волны излучаемых колебаний. На рис. 11. даны ориентировочные значения мощности и рабочих частот некоторых приборов СВЧ [7]. Обозначения на рис. 11: ПК – пролетный клистрон, ОК – отражательный клистрон, ЛБВ – лампа бегущей волны, ЛОВ – лампа обратной волны.



Рис. 6. Зависимость мощности от частоты для некоторых электронных приборов
При выходной импульсной мощности P_имп = 1.5 кВт на частоте f = 10 ГГц в выходном каскаде передатчика может использоваться магнетрон. Магнетрон характеризуется высоким к.п.д. (η = 70…80%), малой массой, компактностью, высокой надежностью и долговечностью [7].

Мощность, потребляемая передатчиком от первичных источников питания может быть приближенно оценена по коэффициенту полезного действия активного элемента выходного каскада
,
где P₀ – мощность, потребляемая от источника питания;

η – к.п.д. активного элемента в выходном каскаде передатчика.



4. Разработка функциональной схемы РЛС

радиолокационный передатчик станция приемник

РЛС представляет собой передатчик и приемник радиоимпульсов. В импульсной РЛС используется одна антенна для передачи и приема сигналов. Радиолокационный приемник предназначен для усиления отраженных от целей сигналов и их дальнейшей обработки для выделения полезной информации.

Для увеличения чувствительности и избирательности по зеркальному каналу перед смесителем СМ₁ включены усилитель высоких частот УВЧ и входная цепь ВЦ (рис. 7). Для обеспечения работы приемника в динамическом диапазоне входных сигналов на выходе ВЦ включается регулируемый аттенюатор АТТ, который регулируется напряжением с выхода амплитудного детектора.

С целью уменьшения влияния нестабильности частоты передатчика и гетеродина введена разностная система частотной автоподстройки (ЧАП). Сигнал с задающего генератора ГС подается на смеситель 2 (СМ₂) и усиливается в УПЧ₂. Гетеродин управляется напряжением с выхода частотного дискриминатора ЧД. Поиск сигнала осуществляется следующим образом: частота гетеродина изменяется под действием напряжения, вырабатываемого ГНП; при соответствии частоты сигнала на выходе СМ₂ полосе пропускания УПЧ₂ пороговое устройство ПУ переключает ГНП в статический режим и замыкает кольцо АПЧ. Так как используется одна антенна для приема приемник от воздействия мощных зондирующих импульсов передатчика ПРД. Общая синхронизация осуществляется с помощью синхронизирующих импульсов СИ.


Рис. 7. Структурная схема приемного устройства РЛС
Передатчик РЛС содержит генератор сигнала ГС, модулятор М и усилитель мощности УМ (рис. 8.).


Рис. 8. Структурная схема передатчика РЛС
Выходной сигнал с генератора модулируется прямоугольными видеоимпульсами с выхода формирователя импульсов ФИ.

Задача оптимального обнаружения решается с помощью согласованной фильтрации. В отличие от коррелятора, для согласованной фильтрации копия сигнала не нужна копия сигнала не соответствует принимаемому сигналу вследствие доплеровского смещения частоты). Кроме того, структура корреляционного обнаружителя значительно сложнее СФ, т.к. для обнаружения целей на одном азимуте при различных удалениях коррелятор должен быть многоканальным.

Напряжение на выходе линейного фильтра u(T₀) при подаче на его вход колебания x(t) определяется интегралом Дюамеля:
,
где h(t) – импульсная характеристика фильтра;

T₀ – произвольный момент отсчета отклика фильтра.

Для того чтобы отклик фильтра u(T₀) соответствовал с точностью до постоянного множителя C корреляционному интегралу, нужно, чтобы его импульсная характеристика h(t) с той же точностью являлась сдвинутым на T₀ зеркальным отображением входного сигнала, т.е.
,
где τ₁ – произвольная задержка сигнала.

Отклик согласованного фильтра на колебание x(t) в произвольный момент времени
,

где τ = τ₁+T₀.
Согласно заданию применяется фазоманипулированный сигнал.

Наибольшее распространение получила фазовая манипуляция по равномерным кодам (Хэмминга, Баркера и др.). Таким образом, радиоимпульс с фазовой манипуляцией представляет, собой дискретный сигнал, обычно с прямоугольной огибающей, фаза которого в дискретные моменты времени скачком меняет свое значение по определенному коду.


Рис. 9. 7-ми позиционный код Баркера и соответствующий ему ФМ-сигнал
Пример такого сигнала приведен на рис. П1.5а, а закон манипуляции – на рис. П1.5б. [6].

На рис. 10 приведена структурная схема фильтра, согласованного с указанным сигналом. Фильтр построен на основе линии задержки с отводами. В цепи отводов помещены усилители с единичным коэффициентом усиления, но с инверсией или без нее. Знаки коэффициентов усиления – импульсная характеристика фильтра – устанавливаются зеркальными относительно сигнала. Таким образом, К1 =1, К2=-1, К3=1, К4=1, К5=-1, К6=-1, К7=-1. Здесь единица означает усиление без инверсии, минус единица – усиление с инверсией. Для семиэлементного кода импульс укорачивается в 7 раз. Использование такого фильтра позволяет работать при мощности шума, превышающей мощность сигнала на входе 2–3 раза. На выходе такого звена обычно ставят фильтр, согласованный с одиночным элементарным радиоимпульсом.


Рис. 10. Структурная схема фильтра СФ для пачки видеоимпульсов
Оценка параметров начинается после того, как принято решение об обнаружении сигнала. Оптимальные алгоритмы измерения угловой координаты синтезируются по критерию максимального правдоподобия. Вид функции правдоподобия зависит от статистических характеристик сигналов и помех, формы ДН антенной системы, а также от способа сканирования антенны РЛС в процессе измерения.

Вследствие неравномерности ДН антенны, амплитуды импульсов, принятых в течении времени облучения неодинаковы. Для корректировки значений импульсов вводится схема умножения каждого импульса на соответствующий весовой коэффициент. Данная схема представляет собой схему принятия решения и содержит: сдвиговый регистр (СдР), в который заносятся значения сигналов; ПЗУ коэффициентов (ПЗУК), содержащее значения коэффициентов; умножители, в которых происходит умножение импульсов на соответствующие коэффициенты; сумматор; компаратор, сравнивающий значение порога (хранится в ПЗУ порога) и суммы взвешенных значений импульсов. Если эта сумма превышает порог, то принимается решение об обнаружении сигнала. При этом компаратор выдает сигнал разрешения определения скорости на вычислительный блок.

Определение скорости цели определяется с помощью измерения доплеровского смещения частоты. Устройство для измерения ДСЧ должно формировать функцию правдоподобия в требуемом диапазоне частот. В качестве оценки следует принимать те значения, при которых эта функция имеет максимум. На рис. Представлена структурная схема измерителя доплеровского сдвига.


Рис. 11. Структурная схема измерителя доплеровского сдвига
ИДС содержит n каналов, каждый из которых содержит согласованный фильтр (СФi), настроенный на соответствующее значение ДСЧ, и амплитудный детектор(АДi). По номеру канала, на выходе которого амплитуда сигнала максимальна, оценивают доплеровскую частоту. При этом расстройка соседних частотных каналов должна быть как минимум в 3–5 раз меньше разрешающей способности измерителя по частоте.

Сигналы с выходов ИДС подаются на входы вычислительного блока(ВБ), где в случае поступления сигнала разрешения определения скорости c компаратора СПР производится их обработка. Для реализации точности измерения, близкой к потенциальной, по соседним отсчетам в окрестности максимума следует осуществлять параболическую аппроксимацию выходных данных, а за оценку ДСЧ принимать соответствующую координату аппроксимирующей функции. С вычислительного блока информация выдается на устройство индикации.

Заключение
В курсовой работе была выполнена эскизная разработка РЛС определяющей радиальную скорость цели. Произведена оптимизация станции по уровню излучаемой мощности и коэффициенту шума приемника в заданном диапазоне частот.

При увеличении длины волны уменьшается уровень излучаемой мощности, но увеличивается площадь антенны S. Следовательно, выбор рабочей частоты целесообразно проводить на основе критерия минимизации стоимости C.
, (7)
где K₁, K₂ – стоимость единицы средней мощности и единицы площади раскрыва антенны, соответственно.

В уравнение (7) необходимо подставить выражения для P_ср и S зависящие от длины волны.

В данной работе с целью повышения помехоустойчивости системы в качестве зондирующих импульсов использован фазоманипулированный сигнал, модулированный оптимальным семипозиционным кодом Баркера. Поэтому для уменьшения стоимости РЛС и повышения точности обработки результатов в качестве элементной базы следует использовать сигнальные процессоры. Использование СП позволит оптимизировать алгоритмы работы РЛС при эксплуатации в соответствии с изменениями поставленных задач.

Т.к. измерение скорости производится за счет измерения ДСЧ, то в качестве опорного генератора применяется кварцевый генератор с системой автоподстройки частоты.

Литература

1. 
   Дымова А.И., Альбац М.Е., Бонч-Бруевич А.М. Радиотехнические системы. Под ред. А.И. Дымовой. Учебник для вузов. М., «Сов. радио», 1975, 440 с.
   
2. 
   Васин В.В., Степанов Б.М.: Справочник-задачник по радиолокации. М., «Сов. радио», 1977, 320 с.
   
3. 
   М. Сколник Введение в технику радиолокационных систем. М., «Мир», 1965.
   
4. 
   Кузьмин С.З. Основы проектирования систем цифровой обработки радиолокационной информации. – М.: Радио и связь, 1986. – 352 с.
   
5. 
   Электрические характеристики радиочастотных коаксиальных кабелей. (http://akadem-sts.narod.ru/phones/coaxial3.htm).
   
6. 
   Радиотехнические системы: Методические указания по выполнению курсовой работы для студентов специальности 200700 «Радиотехника» (http://www.kgtu.runnet.ru/indexr.html).
   
7. 
   Проектирование радиопередающих устройств СВЧ: учеб. пособие дя вузов / Уткин Г.М., Благовещенский М.В., Жуховицкая В.П. и др.; Под ред. Г.М. Уткина. – М.: Сов. радио, 1979. -320 с.
   
8. 
   Проектирование радиопередатчиков: Учеб. пособие для вузов / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2000. – 656 с.
   
9. 
   Проектирование радиолокационных приемных устройств: учеб пособие для радиотехн. спец. вузов / А.П. Голубков, А.Д. Далматов, А.П. Лукошкин и др.; Под ред. М.А. Соколова. – М.: Высш. шк., 1984. – 33 с.
   
10. 
    Справочник по основам радиолокационной техники. Под ред. В.В. Дружинина. Военное издательство, 1967. 768 с.
    
11. 
    Первачев С.В., Радиоавтоматика: Учебник для вузов. – М.: Радио и связь, 1982. 296 с.
    

Размещено на Studbooks.net