Лр 1 схемотехника. Лабораторная работа 1 Основы схемотехники " Исследование резисторного каскада предварительного усиления на биполярном транзисторе"
 Скачать 0.56 Mb.
|
|
Федеральное агентство связи Сибирский Государственный Университет Телекоммуникаций и Информатики Межрегиональный центр переподготовки специалистов Лабораторная работа № 1 Основы схемотехники “Исследование резисторного каскада предварительного усиления на биполярном транзисторе” Выполнила: Группа: Проверил: ___________________ Новосибирск, 2010 Содержание отчета 1. Принципиальная схема исследуемого каскада. 2. Результаты расчета. 3. Графики амплитудно-частотных характеристик. 4. Осциллограммы выходного импульсного сигнала, данные измерений переходных искажений. 5. Выводы по результатам измерений, сравнение с результатами расчетов. 1. Принципиальная схема исследуемого каскада.  Рис.1 Схема исследуемого каскада. 2. Результаты расчета. Исходные данные: транзистор типа KT 3102А с параметрами: h21э = 200, Ск = 10 пФ, fh21э = 1,5 МГц, rбб = 120 Ом; напряжение источника питания E0 = 15В, ток покоя транзистора iк0 = 3мА. Эквивалентное сопротивление нагрузки по переменному току равно параллельному соединению сопротивлений R4 и R6:  где rэ – активное сопротивление эмиттерного перехода, зависящее от режима работы транзистора. Для малошумящих транзисторов rэ определяется по эмпирической формуле:  Активное сопротивление между базой и эмиттером равно:  Входное сопротивление транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером:  Коэффициент усиления по напряжению в области средних частот определяется по следующей формуле:  Входное сопротивление каскада Rвх, представляет собой параллельное соединение входного сопротивления транзистора Rвх э и сопротивлений делителя в цепи базы Rб  где Rб – определяется выражением  Коэффициент передачи входной цепи:  Сквозной коэффициент усиления по напряжению равен произведению коэффициента передачи входной цепи и коэффициента усиления каскада и определяется по формулам:  Коэффициент частотных искажений каскада на частоте 40 Гц, обусловленной влиянием емкости в цепи эмиттера Сэ (С5) и разделительных конденсаторов Ср вх (С1) и Срвых (С2). Определить общий коэффициент частотных искажений, вносимых этими элементами. При этом учесть, что выходное сопротивление транзистора значительно больше сопротивления в цепи коллектора R4. Сопротивление эквивалентного генератора Rэн(для области нижних частот) представляет собой параллельное соединение сопротивления коллекторной нагрузки R4 и выходного сопротивления транзистора Rвых. Если R4 невелико, то Rэн » R4. При понижении частоты сопротивление разделительной емкости растет, а ток в цепи и, соответственно, напряжение на нагрузке уменьшается, что приводит к возникновению частотных искажений. Коэффициент частотных искажений, вносимых разделительными емкостями:    Эквивалентное сопротивление источника сигнала Rист равно параллельному соединению сопротивлений R1, R2 и R3, то есть:  Для большой емкости в цепи эмиттера (при сравнительно небольших частотных искажениях, вызываемых цепочкой RэСэ) коэффициент частотных искажений можно рассчитать по приближенному выражению   где КT – динамический коэффициент усиления по току, который в приближенных расчетах можно брать равным статическому коэффициенту усиления по току h21э. Общий коэффициент частотных искажений усилительного каскада определяется как Мн = Мнр вх ∙ Мнр вых ∙ Мнэ = 1∙1,087∙1,898 = 2,06 Коэффициент частотных искажений Мв на частоте 100 кГц, обусловленной динамической емкостью Сбэ дин транзистора и емкостью нагрузки Сн (С3). Определить общий коэффициент частотных искажений, вносимых этими элементами. На верхних частотах частотные искажения, вносимые динамической емкостью Сбэ дин транзистора, определяются выражением:   где внутреннее сопротивление эквивалентного генератора для входной цепи каскада  Частотные искажения, вносимые емкостью нагрузки Сн транзистора   где внутреннее сопротивление эквивалентного генератора для выходной цепи каскада  Определить общий коэффициент частотных искажений, вносимых этими элементами.  Время установления переднего фронта прямоугольного импульса малой длительности (tи = 5мкс). При этом считать, что переходные искажения в области малых времен определяется выходной цепью каскада: tуст = 2,2∙ Сн ∙ Rэв вых= 2,2∙500∙10-12∙305 = 335,5∙10-9= 335,5 нс где Rэв вых – эквивалентное сопротивление выходной цепи каскада, рассчитанное для диапазона верхних частот. Относительный спад плоской вершины импульса большой длительности за счет разделительных емкостей   Спад плоской вершины прямоугольного импульса большой длительности (tи = 5000мкс). Общий спад плоской вершины прямоугольного импульса вследствие влияния разделительных емкостей равен: ∆ общ = ∆Ср вх + ∆Ср вых = 0,439+0,786 = 1.224 3. Графики амплитудно-частотных характеристик. Произвести измерения логарифмической АЧХ, по измеренным АЧХ определим значения граничных частот fн и fв и определить К(fср). Граничные частоты определяются при допустимых частотных искажениях Мн = Мв = 3 дБ. Для следующих вариантов: а) без коррекции и без обратной связи по переменному току (С5 включен): при номинальных значениях С2 и С3 (соответственно 2,7мкФ и 500пФ); fн = 340 Гц; fв = 1,0741 МГц; K(fср) = 45,59 дБ  при уменьшении С2 и увеличении С3 (соответственно 75 нФ и 900пФ); fн = 316 Гц; fв = 7,498 кГц; K(fср) = 24,21 дБ  б) для схемы с частотно-независимой обратной связью (С5 и С4 выключены) при номинальных значениях С2 и С3 (соответственно 2,7мкФ и 500пФ); fн = 34 Гц; fв = 1,0371 МГц; K(fср) = 11,95 дБ  в) с эмиттерной высокочастотной коррекцией (С4 включен, С5 выключен) при номинальных значениях С2 и С3 (соответственно 2,7мкФ и 500пФ). fн = 34 Гц; fв = 54,8277 МГц; K(fср) = 11,95 дБ  4. Осциллограммы выходного импульсного сигнала, данные измерений переходных искажений. Исследовать переходную характеристику каскада в области малых времен (tи = 5 мкс). Измерения импульсов с частотой fс = 100 кГц и амплитудой Um ист = 20 мВ на вход исследуемого усилителя. Исследовать переходные характеристики для следующих вариантов: а) без коррекции и без обратной связи по переменному току (С5 включен) tуст = 1 мкс  при увеличении емкости нагрузки (С3 = 900 пФ); tуст = 1,7712 мкс  б) с эмиттерной высокочастотной коррекцией (С5 выключен, С4 включен) при номинальном значении емкости нагрузки (С3 = 500 пФ); tуст = 510 нс  Исследовать переходную характеристику каскада для области больших времен (tи = 2500 мкс). Подать с выхода генератора на вход схемы прямоугольные импульсы с частотой fс = 200 Гц. Для всех вариантов измерить спад плоской вершины и зарисовать форму выходного сигнала схемы. Исследовать переходные характеристики для следующих вариантов: а) без коррекции (С5 включен) – при номинальных значениях элементов; ∆Uвых = 1 B; Uвых = 1,5 В. Δ = ∆Uвых/ Uвых = 1/1,5 = 0,67  б) без коррекции, при уменьшении С2 в 1,5 – 2 раза; ∆Uвых = 1,25 B; Uвых = 1,5 В. Δ = ∆Uвых/ Uвых = 1,25/1,5 = 0,83  в) с частотно-независимой обратной связью (C4 и С5 выключены) - при номинальных значениях элементов схемы. ∆Uвых = 0,7 B; Uвых = 2,0 В. Δ = ∆Uвых/ Uвых = 0,7/2 = 0,35  5. Выводы по результатам измерений, сравнение с результатами расчетов. В области средних частот и соответственно в области установившегося режима влияние всех реактивных элементов эквивалентных схем пренебрежимо мало и поведение схем определяется основными параметрами УЭ, источников сигнала и резисторов. В области верхних частот (и соответственно в области малых времен) наряду с этими основными параметрами на поведение схемы будет влиять емкость C3, включенная параллельно выходу. При воздействии на схемы гармонического сигнала сопротивление емкости C3 на верхних частотах уменьшается, что приводит к шунтированию её схемы и, как следствие этого, к уменьшению напряжения сигнала на выходе схем и появлению его фазовых сдвигов на ВЧ, а значит к появлению частотных и фазовых искажений на ВЧ. При воздействии же на схемы импульсных сигналов влияние этой емкости приводит к искажению передних и задних фронтов импульсов, то есть к переходным искажениям в области малых времен, поскольку напряжение на этих емкостях не может изменяться мгновенно: требуется определенное время для их заряда или разряда. В области нижних частот на поведение схемы будут влиять емкости С1. и С2, включенные последовательно с нагрузкой схем. В случае воздействия на схемы синусоидального сигнала сопротивление этих емкостей на нижних частотах возрастает, что приводит к потерям напряжения сигнала на них и, как следствие этого, к уменьшению напряжения сигнала и появлению фазовых сдвигов на выходе схем на НЧ, а, следовательно, к частотным и фазовым искажениям на НЧ. В случае же воздействия на схемы импульсных сигналов влияние этих емкостей приводит к искажению вершин импульсов (к спаду вершин импульсов), то есть к переходным искажениям в области больших времен, так как при воздействии на схемы импульса эти емкости начинают заряжаться токами импульса, что приводит к появлению на С2. возрастающего со временем по экспоненциальному закону встречного напряжения, которое вычитается из напряжения воздействующего импульса, а это приводит к уменьшению напряжения импульса на выходе схемы. После окончания воздействующего импульса емкость С2. разряжается, что вызывает обратный выброс импульса. Влияние на работу каскада цепочки R5 C4(C5). Частотнозависимая эмиттерная ООС за счет цепочки дает возможность эффективно расширять полосу пропускания и улучшать форму АЧХ каскада на верхних частотах. Цепочка R5 C4(C5), влияет на АЧХ и ФЧХ в области нижних частот и на ПХ в области больших времен. Конденсатор С4(С5) включают для устранения ООС по переменному току, возникающей за счет стабилизирующего резистора R5 и снижающей усиление резисторного каскада. Этот конденсатор при больших емкостях (С5) практически закорачивает резистор R5 по переменному току (по сигналу), в результате чего переменная составляющая выходного тока каскада не создает на цепочке R5C5 заметного напряжения ООС. Однако, это шунтирование резистора достаточное в области средних частот и в области верхних частот, с понижением частоты сигнала возникает напряжение ООС, снижающее усиление каскада в области нижних частот (в области больших времен). И поскольку это происходит только в области нижних частот, то это приводит к дополнительным частотным и фазовым искажениям в области нижних частот и дополнительным переходным искажениям в области больших времен. |