Курсовая работа по УФГС. Курсовой УФГС. Мощность в нагрузке 14 Вт

• Название: Мощность в нагрузке 14 Вт
• Анкор: Курсовая работа по УФГС
• Дата: 30.12.2021
• Размер: 0.53 Mb.
• Имя файла: Курсовой УФГС.docx
• Тип: Реферат; #322343

Содержание

ВВЕДЕНИЕ

Требования, которым должен удовлетворять передатчик, это, прежде всего, простота схемного исполнения (которая достигается применением современной элементной базы), что обеспечивает высокую надежность, возможности работы в широком диапазоне температур и влажности окружающей среды, простота в обращении, иногда ударостойкость, малое энергопотребление, а также низкая себестоимость.

Согласно заданию на проектирование требуется разработать радиопередатчик с однополосной модуляцией (ОПМ), удовлетворяющий следующим параметрам:

– мощность в нагрузке – 14 Вт,

– рабочий диапазон частот – 32-34 МГц,

– вид модуляции – ОПМ,

– частота модуляции – 32 кГц,

– диапазон частот модулирующего сигнала – 1400-16000

– активное сопротивление нагрузки – 14 Ом,

– ёмкость нагрузки – 28 пФ.

1 ОБОСНОВАНИЕ ВЫБОРА ВАРИАНТА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКА

1.1 Обоснование типа модуляции

Темой данного проекта является разработка радиопередающего устройства, работающего в режиме однополосной модуляции. Радиопередающие устройства такого типа получили широкое распространение в диапазоне частот f = 1,5 – 60,0 МГц в качестве связных. Это обусловлено назначением такого вида передатчиков, как в энергопотреблении (мобильные радиостанции), так и особенностями данного частотного диапазона, а именно его низкой информационной ёмкостью.

Исходя из вышеуказанных обстоятельств, можно сделать вывод, что однополосная модуляция обладает рядом преимуществ перед обычной амплитудной модуляцией. К ним относятся: более узкая полоса частот радиоканала (что позволит осуществлять частотное уплотнение каналов), лучшие энергетические характеристики радиопередатчиков (повышенный КПД по сравнению с обычной амплитудной модуляцией), универсальность (использование в стационарных условиях в качестве базовых станций, а также в системах подвижных служб - сухопутной, морской, воздушной).

Недостатком такого типа модуляции является усложнённая принципиальная схема как передающего, так и приёмного тракта данного типа устройств.

Однополосный сигнал формируется фильтровым методом на относительно низкой частоте (f₀ = 500 кГц) и переносится с помощью преобразователей частоты в рабочий диапазон.

1.2 Разработка структурной схемы радиопередающего устройства

Структурная схема проектируемого передатчика построим таким образом, чтобы максимально снизить нелинейные искажения одновременно обеспечив заданное подавление внеполосного излучения колебаний, а также минимальное число перестраиваемых цепей в промежуточных и оконечном каскадах передатчика. Рассмотрим вариант структурной схемы (рисунок 1), вполне удовлетворяющей изложенным выше требованиям.


Рисунок 1 – Структурная схема проектируемого передатчика.

Звуковой сигнал с микрофона усиливается УНЧ до необходимого уровня и попадает на БМ 1, на второй вход которого поступает напряжение с частотой f₀ = 500 кГц (в качестве опорной частоты f₀ используется сигнал, формируемый синтезатором частоты). Частота этого генератора выбрана с учетом АЧХ ЭМФ и выбором рабочей боковой полосы (верхней). Для этой частоты промышленностью выпускаются ЭМФ с крутизной характеристики затухания S = 0,1…0,15 дБ/Гц, кроме того, ГОЧ обеспечит заданную относительную нестабильностью частоты, так как в его составе используется кварцевые генераторы. Так как полоса полезного сигнала в соответствии с заданием равна 300 до 3000 Гц, то можно применить ЭМФ, полоса пропускания которого равна 3 кГц. По стандартам, для однополосных передатчиков с рабочей частотой выше 7 МГц выходной сигнал должен содержать верхнюю боковую полосу, а при рабочей частоте ниже 7 МГц - нижнюю. На выходе БМ1 получается двухполосный сигнал с ослабленной несущей. Степень подавления несущей частоты на выходе передатчика определяется БМ и ЭМФ, а нежелательной БП – только параметрами ЭМФ. Поэтому от качества построения этого каскада зависит степень наличия в сигнале посторонних спектральных составляющих, причем в последующих каскадах невозможно изменить соотношение этих составляющих в сигнале. После прохождения сигнала через БМ 1 и ЭМФ сигнал затухает, поэтому целесообразно применить КУ1, с выхода которого сигнал поступает на БМ2.

На второй вход БМ2 поступает сигнал вспомогательной частоты f ₁ = 30 МГц, которая, аналогично f0, формируется ГОЧ. Частота f ₁ выбирается выше несущей рабочей частоты передатчика – f_Н. При таком выборе комбинационная частота на выходе БМ2, равная f₁ + f₀ также будет выше несущей частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно, колебания вспомогательного генератора f ₁ и продукты преобразования первого порядка с частотами f₁ + f₀ , если они попадут на вход усилителя мощности, не создадут помех в рабочем диапазоне проектируемого передатчика. Относительная расстройка между комбинационными частотами на выходе БМ2, как правило, не велика, поэтому селекция нужной комбинационной частоты должна осуществляться ПФ или фильтром на поверхностных акустических волнах, обладающие достаточно высокой избирательностью. Полоса пропускания этого фильтра должна быть не меньше полосы передаваемого сигнала. После прохождения сигнала через БМ2 и ПФ сигнал также ослабляется, поэтому здесь тоже целесообразно применить КУ2, после которого сигнал поступает на БМ3.

Однополосный сигнал с выхода КУ2 в балансном модуляторе БМ3 смешивается с частотой f₂. Источником этих колебаний служит ГОЧ. Частота f₂ выбирается выше f₁, то есть выше рабочего диапазона. Частоты рабочего диапазона получаются на выходе БМ3 в зависимости от значения f₂. Они равны разности частот f₂ и промежуточных частот преобразований на выходе полосового фильтра f = f₂ – f₁ – f₀. Таким образом, можно определить требуемый диапазон сетки f₂.

Определим значение f₂:

f₂ = f_н + f₁ + f₀ = 32…34 + 30 + 0,5 = 62,5…64,5 МГц, (1)

Эти частоты выделяются ФНЧ, который должен охватывать весь рабочий диапазон. Частота среза ФНЧ должна быть не менее верхней рабочей частоты диапазона.

Однополосный сигнал формируется на малом уровне мощности 1-5 мВт. До заданного уровня на выходе передатчика он доводится линейным широкополосным усилителем мощности, число каскадов в котором определяется величиной сквозного коэффициента усиления:

К_Р = Р₁ / Р_ВХ = 15,5 / 0,005 = 3111, (2)

где Р₁ – мощность в коллекторной цепи оконечного каскада передатчика,

Р_ВХ – мощность однополосного сигнала на выходе ФНЧ.

В результате усиления ШПУ получается уже достаточно сильный сигнал, поступающий на вход ОК, который определяет номинальную заданную мощность в передающем тракте, определяет КПД устройства, кроме того, ЦС, включенная последовательно с ОК определяет уровень внеполосных излучений. Определим количество каскадов ПУ для получения номинальной заданной мощности исходя из величины сквозного коэффициента усиления:

Примем коэффициент усиления по мощности одного каскада равный 20, тогда число каскадов ПУ можно определить, разделив К_Р на величину коэффициента усиления одного каскада. Количество каскадов 3.

Усиление сигнала по мощности на величину, не менее 7,8 будет производиться в оконечном каскаде.

2 РАЗРАБОТКА АВТОГЕНЕРАТОРА

2.1 Обоснование выбора схемы и активного прибора для автогенератора

Наиболее распространенными задающими автогенераторами являются генераторы на биполярных транзисторах с кварцевой стабилизацией частоты.

На рисунке 2 изображена принципиальная электрическая схема транзисторного автогенератора. Колебательная система здесь образована кварцевой пластиной, играющей роль индуктивности, и конденсаторами C2 и C3.



Рисунок 2 − Принципиальная электрическая схема кварцевого автогенератора на биполярном транзисторе.
Автогенератор построен на транзисторе VT1. На транзисторе VT2 построен эмиттерный повторитель, который выполняет функцию развязки автогенератора от последующих каскадов.

Выбираем высокочастотный транзистор малой мощности BFR181N. Его основные характеристики приведены в таблице 1.

Таблица 1 − Основные параметры транзистора BFR181N

Характеристика	Значение
Выходная мощность Pк.доп, мВт	475
Коэффициент передачи тока h21Э	200
Постоянное напряжение коллектор – эмиттер Uк.доп, В	12
Постоянное напряжение эмиттер – база Uбэ.доп, В	6
Постоянный ток коллектора Iк.мах, А	2
Граничная частота, fт МГц	8000

2.2 Расчет схемы автогенератора

2.2.1 Расчёт параметров автогенератора

Для расчета зададимся величинами постоянной составляющей тока коллектора , напряжениями и .

Исходя из заданных величин, определим сопротивление :

. (3)

Выберем ближайший стандартный номинал .

Напряжение источника питания должно составлять 12 В.

Тогда ток базы равен [1]

, (4)

где − статический коэффициент передачи тока базы. Тогда



Ток делителя напряжения цепи смещения выберем из условия [1]

(5)

Тогда суммарное сопротивление делителя

(6)

Так как активный элемент − кремниевый транзистор, напряжение между его базой и эмиттером равно . Тогда напряжение смещения равно

^{В. (7)}

Тогда сопротивления, составляющие делитель цепи смещения, равны

, (8)

(9)

Выберем стандартные значения 1,1 кОм, кОм.

Определим крутизну [1]

, (10)

где − постоянная времени цепи обратной связи транзистора,

^{– емкость коллекторного перехода.}

Эквивалентное сопротивление r_э равно

. (11)

Тогда

А/В.

Примем коэффициент регенерации G = 5. Тогда [2]

. (12)

Примем коэффициент обратной связи

. (13)

Тогда реактивное сопротивление [2]

(14)

где



Тогда



Найдем номиналы конденсаторов С1 и С3. Как было указано ранее, С1 = С3, тогда



Примем

Емкость блокировочного конденсатора равна [4]



Примем

Индуктивность блокировочного дросселя равна



Примем

Определим используемые в расчете коэффициенты Берга и функции Бесселя. Они равны , , , . Амплитуда импульса коллекторного тока составляет



Амплитуда первой гармоники коллекторного тока



Амплитуда напряжения на базе равна



Модуль коэффициента обратной связи равен [2]



Амплитуда напряжения на коллекторе составляет [2]



Мощность, потребляемая от источника питания равна



В резонаторе рассеивается мощность, равная

.

Рассеиваемая на кварцевом резонаторе мощность менее допустимой 2мВт.

Оценим величину допустимого сопротивления нагрузки. Оно составляет [3]

2.2.2 Расчёт параметров эмиттерного повторителя

Рассчитываем повторитель со следующими исходными данными:

– транзистор BFR181N;

– напряжение источника питания E_П = 12 В;

– рабочая частота f_МИН = 0,5 МГц;

Для рационального использования источника питания выбираем потенциал эмиттера равный 4,5∙В.

Ток эмиттера примем равным 100 мА.

Рассчитываем значение резистора R₆ по формуле:

, (15)

где – потенциал эмиттера,

– ток эмиттера.

Тогда

.

По ряду номиналов радиодеталей E24 выбираем значение .

Напряжение на базе должно быть на 0,7 В больше, чем U_Э (для нормальной работы транзистора):

U_Б = U_Э + 0,6 = 4,5 + 0,7 = 5,2 В.

На резисторе R5 падает напряжение U_Б = 5,2 В, а на резисторе R4:

U_R4 = E_П – U_Б = 9 – 5,2 = 3,8 В,

При этом

. (16)

Тогда

, .

Для того, чтобы ток базы транзистора не оказывал влияния на режим его работы необходимо, чтобы I_Б был в десять раз меньше тока делителя, т.е. сопротивление делителя должно быть в десять раз меньше входного сопротивления транзистора [4]:

, (17)

, (18)

. (19)

Тогда

,

.

Рассчитываем значение резисторов R₄ и R₅:

,
,

.

Тогда

,

.

По ряду номиналов радиодеталей E24 выбираем значение , .

Входное сопротивление эмиттерного повторителя определяется по формуле:

. (17)

Тогда

Определяем выходное сопротивление эмиттерного повторителя [4]:

, (18)

. (19)

где R_ИСТ – выходное сопротивление предыдущего каскада, в нашем случае примем R_ИСТ = 5 кОм.

Тогда

,

.

Значение ёмкости разделительного конденсатора С4 определяется по формуле:

, (20)

где f_МИН – минимальная рабочая частота,

– входное сопротивление.

Тогда

.

По ряду номиналов E24 выбираем значение .

Значение ёмкости разделительного конденсатора С5 определяется по формуле:

, (21)

где f_МИН – минимальная рабочая частота,

– выходное сопротивление.

Тогда

.

По ряду номиналов E24 выбираем значение .

3 РАЗРАБОТКА ОКОНЕЧНОЙ СТУПЕНИ ПЕРЕДАТЧИКА

3.1 Обоснование выбора активного прибора для оконечной ступени передатчика

Рациональный выбор транзистора для оконечного каскада передатчика определяет такие характеристики усилителя, как КПД и коэффициент усиления по мощности. В ТЗ на курсовое проектирование указана колебательная мощность Р_1max на входе фидера, соединяющего передатчик с антенной.

Для оценки мощности Р₁, которую должен отдавать транзистор, следует задаться величиной КПД цепи связи:

_цс = Р_фидера /Р₁. (22)

В зависимости от схемы цепи связи, мощности и рабочей частоты передатчика величина КПД цепи связи может находиться в пределах от 0,7 до 0,9. В данном передатчике, работая в КВ диапазоне, где потери ВЧ энергии незначительны, можно принять  _цс = 0,9. Исходя из вышеуказанных рассуждений, можно определить минимальную полезную мощность Р₁ с учетом цепи связи, которую должен развивать транзистор.

Р₁ = Р_фидера /  _цс = 14 / 0,9 = 15,5 Вт. (23)

Выбор транзистора для оконечного каскада передатчика необходимо сделать с учетом развиваемой пиковой мощности (с учетом КПД оконечного каскада), и рабочей частоты – не менее 34 МГц.

Выбор транзистора остановим на 2Т925В; его параметры приведены ниже:

Электрические параметры 2Т925В приведены в таблице 1.

Таблица 1 – Электрические параметры 2Т925В

Параметр	Название	Значение
rб	Сопротивление материала базы	0,3 Ом
rэ	Стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера	0,1 Ом
rнас	Сопротивление насыщения	0,35 Ом
RЭУ	Сопротивление утечки эмиттерного перехода	-
	Коэффициент передачи по току в схеме с общим эмиттером ОЭ на частотах до 100 МГц	17
fт	Граничная частота передачи по току в схеме с ОЭ, не менее	400 МГц
Ск	Барьерная ёмкость коллекторного перехода при соответствующем напряжении Ек, при Ек = 12 В, не более	60 пФ
Сэ	Барьерная ёмкость эмиттерного перехода при соответствующем напряжении Еэ, при Ек = 12 В, не более	250 пФ
Lэ	Индуктивность вывода эмиттера транзистора	1 нГн
Lб	Индуктивность вывода базы транзистора	2,4 нГн
Lк	Индуктивность вывода коллектора транзистора	2,4 нГн
Eкэ доп	Предельное напряжение на коллекторе	36 В
Eк доп	Допустимое значение питающего напряжения на коллекторе	36 В
Eбэ доп	Допустимое значение обратного напряжения на эмиттерном переходе	3,5 В
Iк0 доп	Допустимое значение постоянной составляющей коллекторного тока	3,3 А
Iк мах доп	Допустимое значение Iк мах (В импульсном режиме)	8 А
Iб0 доп	Допустимое значение постоянной составляющей базового тока	1 А
tп доп	Допустимая температура переходов транзистора	150 C
Rпк	Тепловое сопротивление переход (кристалл) ‑ корпус	4,4 С/Вт
Рк	Средняя рассеиваемая мощность в динамическом режиме	25 Вт
 к	Постоянная времени цепи коллектора, пс, не более	22
	Коэффициент полезного действия коллектора	77 %
Т к	Диапазон рабочих температур, C	-60…+125
Е	Напряжение отсечки	0,7 В

3.2 Расчет режима работы оконечного каскада передатчика

3.2.1 Расчет коллекторной цепи оконечного каскада

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе в критическом режиме [5]:





Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:



Постоянная составляющая коллекторного тока:



Максимальная мощность, потребляемая от источника питания:



КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:



Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:



Сопротивление нагрузки:

3.2.2 Расчет входной цепи транзистора

Предполагается, что между базой и эмиттером транзистора по радиочастоте включен резистор R_д, предназначенный для устранения "искажений" в импульсах коллекторного тока [5]:



В реальной схеме усилителя мощности можно не ставить R_д, однако при проведении последующих расчетов R_д  необходимо учитывать.

Коэффициент, учитывающий уменьшение усиления по току [5]:





Амплитуда тока базы [5]:





Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:





Напряжение смещения на эмиттерном переходе [5]:





Требуемая входная мощность от предварительного усилителя:



Коэффициент усиления по мощности:



В результате выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной цепи транзистора видно, что в выбранном режиме транзистор обеспечивает требуемую мощность 15,5 Вт на выходе каскада. Коэффициент усиления по мощности К_р = 7,99, при этом имеет достаточно высокий КПД  64 %. Индуктивности выводов и емкости кристалла транзистора имеют малую величину, поэтому на данных частотах они влияния не оказывают. Выходное сопротивление усилителя по высокой частоте R_ek = 3,08 Ом.

3.2.3 Выбор схемы питания и расчет блокировочных элементов

На рисунке 3 представлена принципиальная схема ОК.



Рисунок 3 – Принципиальная схема ОК.
Разделительная емкость C_бл ставится для передачи ВЧ сигнала, т.к. обладает малым сопротивлением как элемент согласования [6]:



Тогда





Примем .

Также ёмкость C_бл ставится для устранения взаимного влияния каскадов передатчика друг на друга через источник питания.



Дроссель L_БЛ  позволяет подать на транзистор напряжение питания и при этом не влияет на прохождение I_K1, представляя собой высокое сопротивление для ВЧ - сигнала. Рассчитаем блокировочную индуктивность:



Тогда









Примем ,

Чтобы получить  = 90, необходимо обеспечить R_авт > R_Д. Для этого используем схему, приведенную на рисунке 3. Здесь при R₁ >> R₂ сопротивление R_авт = R_Д + R₂ [6]:





Примем R₂ = 39 Ом.



Примем R₁ = 620 Ом.

3.3 Выбор схемы связи оконечной ступени с нагрузкой и расчет элементов этой схемы

На рисунке 4 представлена схема согласования нагрузки.



Рисунок 4 – Схема согласования нагрузки
Определяем добротность цепи L1-Rн [6]:



Сопротивление индуктивности L1:





Сопротивление конденсатора С1 [6]:



На частоте 25 МГц номиналы элементов должны быть равны:








Примем , .

3.4 Выбор типа балансного модулятора

Выбор типа балансного смесителя определяет качество работы изделия. В настоящее время существуют балансные смесители в интегральном исполнении, что позволяет значительно упростить его расчеты, процесс настройки и конструкцию. Для нашего изделия подходит микросхема К174ПС4. Типовое включение микросхемы в качестве балансного смесителя, согласно документации, показано на рисунке 5. Микросхема представляет собой балансный смеситель с внешней избирательной системой. Предназначен для использования в качестве смесителя частоты в диапазоне частот до 1000 МГц. Обладает хорошей развязкой между входной цепью гетеродина и выходом (просачивание напряжения гетеродина на вход приемника составляет 40...50 дБ).



Рисунок 5 – Схема включения микросхемы К174ПС4.




Основные электрические параметры микросхемы К174ПС4:

Номинальное напряжение питания – 5,4...6,6 В

Ток потребления при U_n = 6 В – 10 мА

Коэффициент шума а частоте 100 МГц – менее 12 дБ

Крутизна преобразования на частоте 2,8 МГц – 6 мА/В

Максимальное напряжение сигнала на выводах 7,8,11,13 – 500 мВ

Максимальная частота входного сигнала – 1000 МГц

Максимальная частота опорного сигнала – 1000 МГц

Максимальное сопротивление нагрузки – более 50 Ом

Температура окружающей среды – - 45...+ 70 С

Напряжение гетеродина (автогенератора) подаётся на вывод 8, напряжение сигнала на вывод 11 при замкнутых выводах 1 и 14. Допустимый коэффициент нелинейности , при U_C = 20 мВ. Номиналы емкостей типовой схемы включения: С1, С3 = 0.1 мкФ, С2 = 100 пФ. Расчёт элементов контура производится в соответствии с частотой гетеродина (L1,C4):

Задаём значение ёмкости C4 = 470 пФ и определяем величину индуктивности L

а) для БС с f = 500 кГц:

Lк = 1 / 4·²·f ²·Cк = 1 / 4·²·(500·10³)²·470·10^-12 = 1,06 мкГн.

б) для БС с f = 30 МГц:

Lк = 1 / 4·²·f ²·Cк = 1 / 4·²·(30·10 ⁶ )²·470·10^-12 = 0,14 мкГн.

3.5 Выбор предварительного усилителя

В качестве ПУ, в данном случае, можно также использовать интегральные микросхемы. Для нашего изделия подходит микросхема К175УВ1Б. Микросхема представляет собой ПУ высокой частоты с регулируемым коэффициентом усиления. Данный усилитель предназначен для применения в качестве антенных усилителей, усилителей промежуточной частоты телевизионных и радиотрансляционных приемников, буферных каскадов, предварительных усилителей и усилителей-ограничителей. Типовое включение микросхемы в качестве балансного смесителя, согласно документации, показано на рисунке 6.



Рисунок 6 – Схема включения микросхемы К175УВ1Б.
Основные электрические параметры микросхемы:

Номинальное напряжение питания – 6 В ± 10 %

Ток потребления при Un = 6 В – не более 15 мА

Коэффициент усиления напряжения при Un = 6 В, fвx = 10 МГц – не менее 20

Верхняя граничная частота при Un = 6 В – не менее 60МГц

Входное сопротивление при U_n = 6 В – не менее 1 кОм

Коэффициент нелинейности амплитудной характеристики при Un = 6 В, f = 40 МГц – не менее 5 %

Коэффициент шума при U_n = 6 В, f вx = 20 МГц – менее 12 дБ

Входное напряжение на выводах 4, 6, 10, 11 – 0,01 В

Ток нагрузки (постоянный) по выводу 6 – не более 6 мА

Сопротивление нагрузки – более 1 кОм

4 КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ОКОНЕЧНОЙ СТУПЕНИ

Рассчитаем катушку индуктивности для схемы согласования нагрузки номиналом

Количество витков в катушке, рассчитывается по формуле:



где L – индуктивность, мкГн;

D – диаметр каркаса, мм.

Если в качестве исходных параметров берутся длина навитого в ряд проводника и его диаметр, то количество витков находят, используя формулу:



где: l – длина намотки, мм;

d – диаметр провода, мм.

Тогда взяв диаметр каркаса D = 3 мм, получим



Взяв диаметр провода d = 1 мм, получим длину намотки

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате работы над курсовым проектом было разработано радиопередающее устройство с однополосной модуляцией, параметры которого полностью соответствуют требованиям ТЗ.

В процессе проектирования был произведен анализ технического задания, результатом которого стал выбор схемы электрической функциональной (структура), на основании которой была разработана схема электрическая принципиальная. Произведены электрические и конструктивные расчёты оконечного каскада и цепи связи с фидером, проведён расчёт автогенератора и эмиттерного повторителя. Сделан выбор микросхем балансного модулятора и предварительного усилителя.

Таким образом, все поставленные задачи, указанные в задании на проектирование, выполнены в полном объёме.

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

1. 
   Радиопередающие устройства / Методические указания по курсовому проектированию. Под ред. Б.В. Гусева.- Свердловск.: УПИ, 1987
   
2. 
   Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник / К.М. Брежнева, Е.И. Гатман, Т.И. Давыдова и др. Под ред. Б.Л. Перельмана.- М.: Радио и связь, 1981
   
3. 
   Радиопередающие устройства / Учебник для вузов / Под общ. ред. М.В. Благовещенского.- М.:Радио и связь, 1982
   
4. 
   Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет. Под ред. Р.А. Валитова и И.А. Попова.- М.: Сов. радио, 1973
   
5. 
   Генерирование и формирование радиосигналов. Методические указания к курсовому проектированию по дисциплине ”Устройства формирования радиосигналов”/Л.И. Булатов, Б.В. Гусев. Екатеринбург: Изд-во УГТУ, 2003, 30с.
   
6. 
   Шумилин М.С., Власов В.А., Козырев А.А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. М: Радио и связь, 1987, 320с.