Залупа. СПС GSM ч1 Рыжков А.Е. Общие сведения о системах сотовой связи Классификация и эволюция систем подвижной связи. Модель osi
 Скачать 1.64 Mb.
|
1 2 В центре столичного городаLurban = 48,55 + 34,5 lgf – 13,82 lghBTS – (1,1lgf – 0,7)hMS + (44,9 – 6,55 lghBTS) lgR дБ. В сельской местности (квазиоткрытой зоне) Lrural = 9,56 + 53,73 lgf – 13,82 lghBTS – 4,78(lg) 2 + (44,9 – 6,55 lghBTS) lgR дБ. 4. Антенны и их характеристики. Для излучения радиоволн на MS и BTS используют антенны. Антенну характеризует диаграмма излучения. Ее представляют графически в виде зависимости логарифма излучаемой мощности в полярной системе координат по отношению к направлению, где эта мощность максимальна. Диаграммы излучения, приводимые в спецификациях к антеннам, получены при размещении антенн в свободном пространстве. В реальных условиях диаграмма излучения становится более сложной за счет окружающих антенну объектов. Поэтому фактическую эффективность антенны проверяют на местности. При определении характеристик антенны часто используют понятие изотропной (ненаправленной) антенны, излучающей равномерно по всем направлениям. Излучение реальной антенны характеризуют коэффициентом усиления (antenna gain). У реальных антенн излучение мощности сконцентрировано в определенных направлениях. Коэффициент усиления антенны по отношению к изотропному излучателю – это логарифм отношения мощности, излучаемой изотропной антенной, к мощности, излучаемой реальной антенной, для создания в определенной точке заданной напряженности поля. Коэффициент усиления антенн по отношению к изотропному излучателю рассчитывают в децибелах, а в обозначении единиц используют дБi или dBi. Иногда вместо изотропного излучателя в качестве базы выбирают полуволновую дипольную антенну (рис.4.1). Ее диаграммы излучения в горизонтальной и вертикальной плоскостях приведены на рис. 4.1б,в. Можно определять коэффициент усиления реальной антенны по отношению к максимальному излучению дипольной антенны в дБd (dBd). Различие в коэффициентах усиления в дБd и дБi составляет 2,15 дБ: дБi = дБd + 2,15 (рис.4.3). Ширину диаграммы излучения оценивают углом раскрыва диаграммы направленности при спаде коэффициента усиления на 3 дБ (рис. 4.4). Реальные направленные антенны, используемые в системах подвижной связи, имеют диаграммы излучения вида, представленного на рис. 4.2. В вертикальной плоскости это в большинстве случаев узкий луч шириной от 5 до 20. В горизонтальной плоскости ширину луча определяют требуемым раскрывом диаграммы направленности. Современная направленная антенна для базовой станции – это панельная антенна, выполненная в виде фазированной антенной решетки. Применяют антенны с обычной вертикальной поляризацией излучения электрического поля и с двойной поляризацией (рис. 4.5) для обеспечения разнесенного приема по поляризации. Выпускают как однодиапазонные, так и двухдиапазонные панельные антенны, которые могут одновременно излучать (принимать) сигналы в наложенных сетях GSM 900/1800. Ряд антенн формирует в вертикальной плоскости наклоненный к Земле (прижатый) на 3 - 15 луч, что снижает помехи в соседних сотах.  а) общий вид диаграммы направленности б) проекция на H-плоскость в) проекция на E-плоскость Рис. 4.1. Полуволновой вибратор  Вертикальная плоскость Горизонтальная плоскость Рис. 4.2. Диаграммы направленности реальной антенны в верти кальной и горизонтальной плоскостях  Рис. 4.3. К определнию коэффициента усиления антенны  Рис. 4.4. Определение ширины луча Как пример, приведем типичные характеристики антенн для систем подвижной связи, выпускаемых фирмой Kathrein. Двухдиапазонные панельные антенны A-Panel 900/1800 имеют следующие параметры: диапазоны рабочих частот: 870 – 960, 1710 – 1880 МГц ширина диаграммы направленности в горизонтальной плоскости 60 65, ширина диаграммы направленности в вертикальной плоскости 4; 5,5; 7; 9,5, 14, коэффициент усиления антенны 15 – 19,5 дБ, размеры: 1296/262/116 – 2580/262/116 мм масса антенны: 13 – 25 кг, подводимые мощности до 250 – 400 Вт в диапазоне 900 МГц и 150 – 200 Вт в диапазоне 1800 МГц. Передача сигналов и модуляция. В современных телекоммуникационных системах сигналы передают в цифровом виде. Для этого непрерывные сигналы подвергают дискретизации во времени, а затем полученные выборки сигнала заменяют целыми числами (числа могут иметь разные знаки) (рис.5.1). Далее числа представляют в двоичном виде и передают в виде потока логических нулей и единиц.  Рис 5.1. Преобразование аналогового сигнала в цифровую формуОсновой такого представления сигналов является теорема Котельникова (теорема отсчетов). Теорема Котельникова (отсчетов): если наивысшая частота в спектре сигнала s(t) меньше, чем fm, то функцию s(t) полностью определяет последовательность ее значений в моменты времени, отстоящие друг от друга не более чем на 1/(2 fm) секунд. Реальный сигнал: логические нули и единицы, можно передавать различным образом, Например, в виде последовательности биполярных прямоугольных импульсов (рис.5.2).
Другой вариант передачи – последовательность синусоидальных символов (рис.5.3):  . (5.1) Рис.5.3. Сигнал с синусоидальными символами.Для формирования и передачи сигналов необходимо знать их спектр. S(ω) – спектральную функцию, или просто, спектр одного импульса, вычисляют как  . (5.2)Так как чередование “0” и “1” случайно, то спектры отдельных временных интервалов сигнала будут также случайными. При этом спектральные характе-ристики информационных сигналов тоже случайны. Обобщенной спектральной характеристикой цифрового сигнала является энергетический спектр G(f), т.е. усредненная мощность, приходящаяся на 1 герц: G(f) (Вт/Гц). Если на временном интервале передачи цифрового сигнала появление “0” и “1” равновероятно (вероятность того и другого равна 0,5), а сами “0” и “1” передают в виде импульсов одинаковой формы, но разной полярности, то энергетический спектр G(f) и спектр одного импульса S(f) = S() связаны между собой соотношением  , (5.3) где fT = 1/T0 – частота следования бит. Энергетические спектры сигналов с прямоугольными и синусоидальными символами представлены на рис.5.4.
При передаче цифровых сигналов вводят понятие необходимой полосы частот ΔFн, которую определяют как минимальную полосу частот данного класса излучения, достаточную для передачи сигнала с требуемой скоростью и качеством. Как показано на рис.5.4, цифровые сигналы в виде последовательности прямоугольных импульсов или других форм имеют бесконечный спектр. Конечному по ширине спектру соответствует бесконечный по длительности сигнал. Следовательно, импульсы, передающие соседние биты, будут накладываться друг на друга, что называют межсимвольной интерференцией. Наличие межсимвольной интерференции увеличивает вероятность ошибок при приеме. Минимальная полоса, требуемая для передачи информационного сигнала, ПВ fT/2 = В/2, где В – скорость передачи потока данных. Для передачи по радиоканалу производят модуляцию информационным сигналом колебаний радиочастоты (несущей). Процесс модуляции состоит в изменении каких-либо параметров радиочастоты (амплитуды, частоты, фазы) по закону модулирующего информационного сигнала. Наиболее эффективно используют частотный ресурс при фазовой модуляции (манипуляции). Простейшим случаем цифровой модуляции является двоичная фазовая модуляция (манипуляция) 2-ФМ(BPSK, Binary Phase Shift Keying), при которой для передачи любого из двух двоичных символов 0 или 1 используют два значения начальной фазы отрезка гармонического колебания на интервале [0; T]:  ; . Сигналы 2-ФМ, являясь противоположными сигналами, обладают наилучшей (потенциальной) помехоустойчивостью, т.е. при заданном отношении сигнал/шум имеют наименьшую вероятность ошибочного приема, однако ее достижение возможно лишь в таких приемных устройствах, в которых обеспечивается постоянство фазы опорного колебания, например, при передаче пилотного (опорного) сигнала в стандартах сотовой связи с кодовым разделением каналов. Формирование сигнала 2-ФМ осуществляют путем умножения модулирующего сигнала a(t) на колебания несущей частоты U0cos0t. Эту операцию выполняют в балансных модуляторах (смесителях) с последующей фильтрацией частот высших порядков. Полоса радиосигнала Прад в 2 раза шире полосы модулирующего сигнала Пмод, т.е. минимум Прад = В. В тех случаях, когда сигнал опорной фазы отсутствует, используют относительную дифференциальную (дифференциальную) двоичную фазовую модуляцию (2-ОФМ) (DBPSK, Differential Binary Phase Shift Keying), при которой информация содержится не в абсолютном значении начальных фаз, а в разности начальных фаз двух соседних сигналов. Например, при передаче символа 0 начальная фаза на текущем тактовом интервале остается неизменной по отношению к предыдущему интервалу, а при передаче символа 1 происходит изменение фазы колебания на π. По такому же правилу работает и приемник при принятии решения о переданном символе. В табл.5.1 показано, как меняется фаза радиочастотного сигнала при модуляции 2-ОФМ. Таблица 5.1
Сигналы с 2-ФМ обладают максимальной помехозащищенностью, но скорость передачи в радиоканале при этом минимальна. Для повышения эффективности передачи используют многопозиционные сигналы, когда сигнал на сигнальной плоскости имеет более двух позиций. На рис.5.5 показаны сигнальные диаграммы (созвездия) для сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией для M=2, 4, 8. Широко используемым вариантом многопозиционной фазовой модуляции является четырехпозиционная, или четырехпозиционная (квадратурная) фазовая модуляция (манипуляция) 4-ФМ (QPSK, Quadrature Phase Shift Keying), которая, с одной стороны, позволяет в два раза повысить скорость передачи информации, а с другой – обладает помехоустойчивостью, ненамного худшей, чем 2-ФМ. Диаграмма сигнала 4-ФМ (произвольная) приведена на рис.5.5б.  а) б) в) Рис.5.5. Сигнальные созвездия для М-ФМ Любое из 4-х состояний сигнала можно представить как сумму двух составляющих:  , (5.4)где UI (inphase) – амплитуда синфазной составляющей, UQ (quadrature) – амплитуда квадратурной составляющей Схема квадратурного модулятора приведена на рис.5.6.  Рис.5.6. Схема квадратурного модулятораНа рис. 5.6 uЦИС – информационный цифровой сигнал; ПК – преобразователь кода; Модулятор aI–модулятор синфазной составляющей; Модулятор aQ–модулятор квадратурной составляющей; - сумматор. При манипуляции 4-ФМ каждое значение фазы содержит информацию о двух битах, а символьная скорость fs передачи в синфазном и квадратурном каналах в 2 раза ниже скорости передачи данных.  (5.5)Для приема сигнала 4-ФМ используют квадратурный синхронный детектор, схема которого приведена на рис.5.7, где БМ I - балансный модулятор выделения синфазной составляющей; БМ Q - балансный модулятор выделения квадратурной составляющей; |
, частота модулирующих символов 
, полоса сигнала 8-ФМ 
.
(5.6)
(5.7)
, а передаче “1” 
. Во время передачи одного бита (Т Є 0 … ТВ) 
, так что при 
t =TB = 1/B 
. Величина 2f составляет минимальный сдвиг частот, при котором можно реализовать модуляцию с непрерывной фазой. Временные диаграммы параметров ЧММС сигнала приведены на рис.5.9.
, (5.8)
(5.9) 
, (5.10)
, откуда 
(5.11)
.