Классификация схем осуществляется по нескольким направлениям. По способу преобразования сигнала во входной цепи различают усилители фотонапряжения, фототока, преобразователи токонапряжения и другие. По величине входного сопротивления усилители подразделяются на высокоимпендансные и низкоимпендансные. Усилители с глубокой обратной связью по напряжению называют трансимпендансными.
Рассмотрим подробнее свойства каждой схемы. Основные преимущества дифференциальных усилителей – это низкие требования к абсолютной величине номиналов элементов и высокая помехозащищенность. Вместе с тем, дифференциальные усилители уступают обычным по шумовым характеристикам : уровень шума в них на 3-5дБ выше. Дифференциальные усилители применяются в монолитных интегральных схемах и в тех случаях, когда весьма важным требованием может оказаться помехозащищенность, например в вычислительных (схемах) сетях.
Среди схем без обратной связи наибольшее распространение получили высокоимпендансные усилители на полевых транзисторах. Низкоимпендансные усилители применяются главным образом на СВЧ.
Низкоимпендансным усилителем принято называть усилитель с входным сопротивлением 50 Ом. Достоинством усилителя первого типа является возможность достижения минимального порога чувствительности, а недостатками : сравнительно низкий динамический диапазон, высокая чувствительность к действию электромагнитных помех, необходимость индивидуальной настройки. использование высокого входного сопротивления (единицы, десятки МОм) приводят к интегрированию сигнала во входной цепи, вызывает частотные искажения. При этом возрастает отношение сигнала к шуму первого каскада усилителя.
Хотя использование большого входного сопротивления помогает максимизировать отношение сигнал/шум в приемнике оптических сигналов, однако оно одновременно порождает неудобства, вызванные необходимостью осуществлять значительную по величине коррекцию.
Первое неудобство состоит в том, что коррекция должна быть индивидуально приспособлена для каждой схемы. Она не
может быть установлена заранее. Причина в том, что коэффициент усиления должен изменяться по закону: G(f) = G0? (1+j?2p?f?С?R), а значения Свх и Rвх изменяются от прибора к прибору от схемы к схеме и часто зависят от температуры.
В результате каждая схема должна настраиваться индивидуально.
Вторая проблема в том, что значительное изменение коэффициента усиления с частотой означает уменьшение динамического диапазона усилителя. Структурная схема этого типа предусилителя показана на рис. 2.2.
Рис. 2.2 Структурная схема высокоимпедансного усилителя.
Положительная обратная связь вводится для компенсации входной емкости. Величина сопротивления нагрузки рассчитывается по формуле:
Только входная емкость (Свх) берется компенсированной. Активный, как правило, фильтр K(jw), формирует требуемую частотную характеристику.
Схема с низким входным сопротивлением не нуждается в коррекции АЧХ.
Использование хорошего лавинного фотодиода с коэффициентом усиления М=20, и более гарантирует обеспечение режима детектирования, ограниченного дробным шумом.
Однако, это справедливо для фотодетектора на p-i-n - фотодиоде и увеличение шума в этом случае может быть значительным.
Структурная схема низкоимпедансного усилителя приведена на рис. 2.3
Рис. 2.3 Структурная схема низкоимпедансного усилителя
Такой усилитель требует только расчета сопротивления нагрузки Rн по известной, в общем случае, входной емкости и требуемой полосе частот:
Хотя входной импульс малой величины и обеспечивает большой динамический диапазон, тепловые шумы ограничивают возможности применения в системах связи.
Обычно предпочитают использовать усилитель с обратной связью. Его основное преимущество – отсутствие необходимости осуществлять какую – либо коррекцию. Шумы такого усилителя могут быть много меньше, чем у обычного усилителя напряжения без коррекции.
Трансимпедансный усилитель содержит цепь параллельной обратной связи (рис. 2.4)
Рис. 2.4 Структурная схема трансимпедансного усилителя.
Такой усилитель рассматривать как преобразователь фототокнапряжение. Его коэффициент преобразования, равный отношению: , имеет размерность сопротивления. С сопротивлением передачи “трансимпедансом “ и связано название схемы 2.4. При достаточно большом (бесконечном) усилении в отсутствии обратной связи сопротивление передачи равно Rос. В отличии от схемы без обратной схемы, где резистор нагрузки имеет то же сопротивление передачи (Rн=Rос), нагрузка в виде трансимпедансного усилителя усиливает мощность. Благодаря действию обратной связи происходит снижение входного сопротивления и может исчезнуть необходимость высокочастотной коррекции, увеличивается динамический диапазон. Выигрыш в динамическом диапазоне примерно равен соотношению коэффициентов усиления при разомкнутой и замкнутой цепи обратной связи.
Использование общей параллельной отрицательной обратной связи позволяет получить очень хорошую стабильность режимов работы по постоянному току всех транзисторов, а также одновременно осуществить коррекцию частотной характеристики ФПУ, выполненное применением данной структуры обеспечивает динамический диапазон на 10 дБ. больше, чем усилитель высокоимпедансный, при увеличении шумов примерно на 1дБ.
Основная проблема усилителей данного типа – обеспечение их устойчивости. Использование протяженной цепи обратной
связи, охватывающей усилитель с большим коэффициентом усиления и высоким входным импедансом, делает схему усилителя склонной к самовозбуждению на высоких частотах, вследствие возникновения положительной обратной связи через транзисторную емкость.
Чтобы избежать самовозбуждения, требуется тщательное, продуманное компоновка и эффективная экранировка элементов схемы. И так наименьшими шумами обладают высокоимпедансные усилители с интегрированием во входной цепи. По динамическому диапазону на первом месте оказывается трансимпедансный усилитель, за ним следует низкоимпедансный и высокоимпедансный. По рабочему диапазону частот первенство принадлежит низкоимпедансному усилителю. В меньшем диапазоне частот возможно применение высокоимпедансного и особенно трансимпедансного усилителей.
Учитывая все достоинства и недостатки схем усилителей, выбираем схему трансимпедансного усилителя.
В данном дипломном проекте разрабатывается Фотоприемное устройство для короткой линии связи (1км.).
Предполагаем, что на выходе ФПУ находится профессиональный радиоприемник. ФПУ в нашем случае без системы автоматической регулировки усиления (АРУ), так как есть вероятность, что устройство АРУ будет откликаться на помеху. В результате приведенного анализа структурная схема ФПУ примет вид:
Рис. 2.5 Структурная схема фотоприемного устройства.
1. – предварительный усилитель
2. – оконечный усилитель
РПрУ – радиоприемное устройство
3. Выбор и обоснование принципиальной схемы предварительного усилителя ФПУ.
3.1 Выбор и обоснование принципиальной схемы предварительного усилителя ФПУ.
В соответствии со структурной схемой приведенной ранее, ФПУ конструктивно делится на два функционально независимых усилителя : предварительный и оконечный.
Рассмотрим предварительный усилитель. Основным требованием, при соблюдении прочих условий (заданной полосы пропускания) предъявляемых к предварительному усилителю является обеспечение заданного отношения сигнал/шум.
Динамический диапазон фотоприемного устройства по минимальному сигналу определяется собственными шумами ФПУ, которые состоят из шумов фотодиода и шумов усилителя.
От выбора типа транзистора, используемого во входном каскаде, зависит шум усилительной схемы.
Для требуемого частотного диапазона шумовые параметры биполярного транзистора (БП) и полевого транзистора (ПТ) соизмеримы, поэтому выбираем биполярный транзистор при использовании которого проще осуществить заданный частотный диапазон.
Шумовая эквивалентная схема входного каскада ФПУ представлена на рис.3.1.
iф
- генератор фототока сигнала
iф,ш -генератор шумового фототока, создаваемого шумовой оптической мощностью.
iш,ф0- генератор шумового тока, создаваемого постоянной оптической мощностью.
iш,Rн – генератор шумового тока,создаваемого эквивалентным сопротивлением нагрузки фотодиода по переменному току.
iш,БТ – генератор шумового тока,создаваемого шумами БТ входного каскада.
Эти токи определяются из следующих выражений :
; (1)
; (2)
; (3)
; (4)
где: Iф0-постоянный ток засветки
RIN=-155дБ/Гц – относительная интенсивность шума
– диапазон принимаемых частот
К – постоянная Больцмана
Т – температура (в Кельвинах)
Постоянная оптическая мощность,величина которая определяется исходной рабочей точкой на вольт-амперной характеристике лазера для получения минимальных нелинейных искажений (комбинационные искажения) и потерями в ВОК, падающая на фотодиод, создает фототок сигнала и фототок фоновой засветки, определяемыми постоянной оптической мощностью, определяется соотношением:
iф= l?Pсв/??h?? или iф=А?Рсв, А=l/??h??,
где Рсв – падающая на ФД оптическая мощность.
? – квантовый выход.
h – 6,63?10-34 – постоянная Планка
? – частота света.
При Рсв на выходе НЛПН равном 0,5мВт на ФПУ будем иметь :
Iф0=А?Рсв/D ; где : D – потери в линии.
С учетом потерь на двух оптических разъемах(?=1дБ/км) и затуханием ОК(?=1дБ/км) суммарные потери D=3дБ/км, что составляет 10lgD=10lg3=0,5 раз.
А = 0,7 Вт/А
Подставляя фототок Iф0 в выражение(1) и (2) получим следующие соотношения
i2ш,ф0 = 2Iф0?f = 32?10-19?1,75?10-4 = 5,6?10-15А2
i2ф,ш = I2ф0?10RIN/10??f = (0,175?10-3)2?10-15?106 = 3,06-1?10-17A2
т.е. мы получили,что шумовой ток,создаваемый постоянной оптической мощностью за счет RIN на два порядка меньше шумового тока, создаваемого постоянной фоновой засветкой и, соответственно, его влиянием в нашем случае можно пренебречь.
Таким образом, чем меньше ток базы. тем меньше шумы транзистора, но при малых токах ухудшается h21,а также ухудшаются частотные свойства, ухудшается fт, поэтому для вышесказанного частотного диапазона компромиссным решением будет использование СВЧ транзистора при токах покоя.
Iк ? 1?2 мА
Формула коэффициента шума показывает справедливость этих допущений.
Например, при Rг = 1 кОм (эквивалентное сопротивление нагрузки ФД по переменному току ), более нежелательно из-за больших частотных искажений.
При fв ? 400МГц необходимо использовать СВЧ транзистор 2Т3114В-6, у которого fгр ? 4,7ГГц при Iк = 2мА
где: r’б - сопротивление тела базы
r б’э – сопротивление базы-эмиттер
h21э – 100
r’б – 5 Ом (для транзистора 2Т382А)
Rг=R1?????||R2||R4?1кОм
rб’э=26/Iк?h21
При токе Iк=2мА, h21э=100, r’б=10 Ом.
При этих данных rб’э=1,3кОм; F=1,45 эквивалентный шумовой ток, учитывающий R транзистора, равен
для f=1МГц
При минимизации собственных шумов ФПУ и максимизации динамического диапазона к построению электрической принципиальной схемы ФПУ и выбору режимов транзисторов его каскадов, особенно выходных, предъявляются противоречивые требования.
Во-первых, транзисторы выбираются СВЧ диапазона, например 2Т3114В-6 маломощные, с fгр?4 ГГц.
Ток покоя входного каскада нами уже выбран из условия минимизации шумов.
Транзистор 2Т3114В-6 имеет следующие параметры:
Pк доп = 25 мВт; fг= 4,7 ГГц;
Iк доп = 15 мА; h21= 100 ;
Uк доп = 5 В; Cк = 0,4 пФ; rрасч = 6 нс
Чтобы совместить эти противоречивые требования (минимальные шумы, максимальный частотный и динамический диапазон), входной каскад выполняется по схеме эмиттерного повторителя, который обладает этими свойствами.
Второй каскад для обеспечения заданного частотного и динамического диапазонов выполняется по каскодной схеме с местной обратной связью(ОС). В качестве 2-го и 3-го каскадов используется СВЧ микросхема типа М 45121-2.
Наличие во втором каскаде ФПУ обратной связи увеличивает особенно динамический диапазон, а также и частотный, при этом не ухудшаются шумовые свойства ФПУ, так как первый каскад создает требуемое усиление по мощности.
Это же позволяет ток покоя каскадной схемы выбрать достаточно большим, что в свою очередь увеличивает глубину обратной связи и тем самым уменьшает нелинейные и частотные искажения.
Электрические параметры микросхемы приведены в таблице 3.1 в конце главы.
3.2 Выходной каскад
Выходной каскад для согласования с внешней нагрузкой выполнен по схеме эмиттерного повторителя. При этом Rн=50 Ом и ток покоя выбирается достаточно большим.
Принципиальная схема выходного каскада изображена на рис.3.3.
Рис.3.3 Принципиальная схема выходного каскада ФПУ.
В качестве выходного транзистора VT2 можно использовать тот же транзистор, что и в предварительном усилителе:2Т3114В-6.
Учет всех этих рекомендаций позволил реализовать схему ФПУ, которая изображена на рис.3.2 и 3.3.
Первые три транзистора охвачены общей отрицательной обратной связью(ОООС), что позволяет увеличить частотный и динамический диапазоны без ухудшения чувствительности.
Анализ принципиальной схемы ФПУ показывает, что использование в качестве входного каскада эмиттерного повторителя позволяет решить одновременно много задач:
- уменьшить нелинейные искажения входного каскада ;
- увеличить его частотный диапазон;
- уменьшить нелинейные искажения второго каскада путем увеличения глубины местной ОС за счет малого выходного сопротивления эмиттерного повторителя.
Все это не ухудшает чувствительности ФПУ, так как входной каскад в h21 раза усиливает мощность сигнала.
Определим граничную частоту усиления ФПУ:
U2(p) = ?1(p)?K(p) = Јф?Zвх?F?K(p),
где U2(p) - напряжение на входе ФПУ
U1(p) - напряжение на нагрузке ФД, т. е. комплексном сопротивлении по переменному току, действующему между базой входного транзистора и общим проводом.
К(р) – общий коэффициент усиления всех каскадов ФПУ,кроме выходного.
Јф – фототок сигнала;
Zвх – входное сопротивление ФПУ при действии общей ОС, охватывающей первые два каскада.
В нашем случае К(р) = К1(р)?К2(р) ? К1?К2 ? К2, так как К1 = 1 и усиление этих каскадов можно считать в нашем частотном диапазоне постоянным.
Тогда, при Zвх,F = Zвх; Fкз = 1, Fхх = 1+КВ(р)
Где В(р) =; = Rг?Свх; Zвх = ;
Получим: ;
1 + B0K = F0, , K2 = 4
Частота верхнего среза для входных каскадов ФПУ( первого и второго) при действии общей ООС равна:
ФПУ может быть выполнен и на дискретных транзисторах, по приведенной выше схемотехнике, но при этом должны использоваться транзисторы с fг > (4?5) ГГц
Технология использования возможна гибридно-пленочная.
Таблица 3.1
Параметры, единицы измерения Норма
Не менее Не более
1. Верхняя частота рабочего диапазона, МГц 1000 -
2. Коэффициент шума в режиме преобразования, дБ - 10
3. Верхняя граница линейности АЧХ по сжатию Кр на 1дБ, мВт 0,1 -
4. Развязка между каналами, дБ 30 -
5. Коэффициент передачи по мо- щности в режиме усиления, дБ - 5
6. Допустимая входная мощность, мВт - 5
7. Минимальная наработка, час 25000 -
8. 90 - процентный ресурс, час 40000 -
9. Масса, г - 1,5
10. Конструктивное исполнение планарное, 14 гибких ленточных вывода, габариты (мм.)
* Для повышения устойчивости и уменьшения паразитных связей свободные выводы и основание корпуса рекомендуется заземлить.
4. Расчет фотоприемного устройства
4.1 Расчет выходного усилителя.
Расчет К-цепи по постоянному току включает выбор режимов транзисторов и расчет сопротивлений резисторов, обеспечивающих выбранные режимы и их стабильность. При этом мощности, потребляемые, от источников питания и сигнала должны быть минимальными.
Режим работы транзистора, определяемый положением исходной рабочей точки(точки покоя) на выходных характеристиках транзистора (рис.4.1.)т.е. значениями тока покоя коллектора Iк к постоянной составляющей напряжения между коллектором и эмиттером Uк, должно быть таким, чтобы на внешней нагрузке обеспечивалось заданная(номинальная)мощность сигнала и параметры предельных режимов работы транзистора не превышали максимально допустимых значений.
Принимая во внимание потери мощности сигнала в выходной цепи, вносимые цепью обратной связи, выходной цепью транзистора, максимальное рабочее значение мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора
Ркр макс < ik
Рк доп = 100 мВт
(Мощность рассеиваемая на коллекторе транзистора не должна превышать допустимую величину).
Определим режим работы выходного транзистора. Ток коллектора выходного транзистора был оговорен при выборе принципиальной схемы.
Для уменьшения нелинейных и частотных искажений ток покоя выбрали равным 10 мА исходя из того что:
Rкр макс ? Uкэ?Iк
Uкэ – напряжение между коллектором и эмиттером = (5?6)В.
Рис. 4.1 Выходная характеристика транзистора.
Напряжение гасимое на сопротивлении R19 находим, как разницу напряжения источника питания и падением напряжения на резисторе R20 и между коллектором и эмиттером.
=6,5 В
Определим токи выходного каскада:
Где h21=среднее значение коэффициента усиления по току
Iд – ток протекаемый через делитель напряжения. Для достаточной стабильности режима транзистора Iд должен быть значительно больше Iб, обычно принимают Iд ? (5?10)Iб
Пусть Iд = 10Iб, тогда:
Iэ = 10·10-3 + 0,1· 10-3 = 10,1 (мА)
Iд = 10·0,1мА = 1(мА)
Сопротивление резисторов делителя напряжения в цепи базы транзистора рассчитывается по формуле:
Uб0 = Uбэ + Uэ0 = Uбэ + Iк · Rэ(21)
При использовании в усилителе кремниевых транзисторов, значения напряжений база – эмиттер можно принять равным:
Uбэ = 0,6В, тогда
По номиналам: R18 = 10(кОм)
R19 = 1,1(кОм)
Нелинейные искажения усилителя определяется выходным каскадом, ко входу которого приложено наибольшее напряжение сигнала, точнее нелинейностью характеристик транзистора этого каскада:
|
Скачать 199.5 Kb.