Линейный тракт. ФП1П-041. Упи н. П. Никитин, В. В. Кийко проектирование радиоприемных устройств на базе аналоговых блоков учебное пособие Научный редактор доц канд техн наук В. И. Елфимов Екатеринбург 2004 2
 Скачать 1.95 Mb.
|
|
ЛД СФ t = t 2 пор Да Нет ПФ ЛД СУ ПУ пор Да Нет t = t 2 оп) б а Кор ГОС Кор Кв Кв СУПУ пор Да Нет СУПУ ЛД СФ t = t 2 пор Да Нет ПФ ЛД СУ ПУ пор Да Нет t = t 2 оп) б а Кор ГОС Кор Кв Кв СУПУ пор Да Нет 26 Применяют один из следующих вариантов схемы фильтровая схема корреляционно-фильтровая схема квадратурная схема. Фильтровой приемник обнаружения состоит из согласованного фильтра (СФ), выполняемого обычно на промежуточной частоте, линейного детектора (ЛД), синхронизирующего устройства (СУ) и порогового устройства (ПУ). Неизвестная начальная фаза принимаемого сигнала исключается за счет применения детектора до фиксации момента окончания сигнала t = t 2 , выполняемого синхронизирующим устройством. Благодаря этому с пороговым напряжением сравнивается огибающая сигнала и требования к точности синхронизации многократно снижаются. Корреляционно-фильтровой приемник обнаружения имеет коррелятор, работающий на промежуточной частоте. Коррелятор образован перемножителем (преобразователем частоты) и полосовым фильтром ПФ, постоянная времени которого значительно больше длительности импульса. Фильтр выполняет роль интегратора высокочастотного колебания. Сигнал на выходе коррелятора при воздействии на него радиоимпульса с прямоугольной огибающей имеет вид высокочастотного импульса с треугольной огибающей. Далее сигнал детектируется, и полученный треугольный импульс в момент достижения максимума напряжения сравнивается с пороговым уровнем. Оптимальный квадратурный приемник обнаружения состоит из двух квадратурных каналов с корреляторами (Кор), на выходах которых установлены квадраторы (Кв. Выходные напряжения квадраторов суммируются, в результате чего образуется квадрат модуля корреляционного интеграла |Z| 2 = Z 1 2 + Z 2 2 , независящий от начальной фазы сигнала. Далее, как ив предыдущих схемах, следуют синхронизирующее и пороговое устройства. Величину порога выбирают обычно в соответствии с критерием Неймана- Пирсона, при котором фиксируется вероятность ложной тревоги 0 ) 2 / exp( ) 2 / exp( 2 0 2 U т л U dU U U Р , 27 где U 0 = пор / 2 / 0 E N , Е − энергиясигнала, N 0 − спектральная плотность мощности шума. Качество обнаружения определяется рабочей характеристикой, представляющей собой зависимость вероятности правильного обнаружения от вероятности ложной тревоги при различных отношениях сигнал/шум. Вероятность правильного обнаружения рассчитывается по формуле оп 0 0 2 0 , где I 0 (x) ─ функция Бесселя. Отношение сигнал/шум принимается в виде γ = 2Е/N 0 Качество всех трех видов некогерентных обнаружителей одинаково. Решение о том, какую из схем обнаружителей выбрать, определяется конструктивными соображениями. При проектировании РЛС задают определенные значения вероятности правильного обнаружения и вероятности ложной тревоги. Затем определяют отношение сигнал/шум γ, порог обнаружения пори чувствительность приемника. Реализация оптимальных алгоритмов обнаружения иногда приводит к чрезмерному усложнению и удорожанию приемника. В этих случаях приходится изменять некоторые параметры оптимального алгоритма или видоизменять сам алгоритма иногда делать и то и другое. При этом конструктивные, технические, а часто и эксплуатационные параметры приемника улучшаются, но увеличивается пороговое отношение сигнала к шуму по сравнению с требуемым в оптимальном алгоритме. Если увеличение невелико, то измененный алгоритм называют подоптимальным. При приеме одиночного радиоимпульса (простого сигнала с базой порядка единицы) вполне возможно использовать вместо согласованного оптимального) фильтра фильтр с амплитудно-частотной характеристикой близкой к прямоугольной или к колоколообразной. Близкая к прямоугольной АЧХ получается в УПЧ с системой связанных контуров, близкая к колоколообразной ─ в УПЧ с одиночными настроенными в резонанс контурами. За счет правильного подбора полосы пропускания такого фильтра можно свести к минимуму потери из-за неоптимальности формы АЧХ. Такие фильтры называют квазиоптимальными. 28 Расчет оптимальной полосы пропускания для радиоимпульса с прямоугольной огибающей ведут по формулам П опт = и при прямоугольной АЧХ, П опт = и при колоколообразной АЧХ. Потери в пороговом отношении сигнал/шум при этом составляют 0,8 дБ в случае прямоугольной АЧХ и 0,3 дБ в случае колоколообразной АЧХ. Если огибающая радиоимпульса имеет колоколообразный характер, потери еще меньше. Таким образом, форма АЧХ мало влияет на пороговый сигнал. Вследствие нестабильности частот РЛС и доплеровского сдвига частоты принимаемого сигнала приходится расширять полосу радиотракта по сравнению с полосой, согласованной с импульсным сигналом П = П опт + 2Δf д +П нс, где П опт ─ оптимальная полоса, Δf д ─ максимальный сдвиг доплеровской частоты, П нс ─ нестабильность частоты РЛС с учетом действия системы АПЧ, если она введена. При расширении полосы возникают потери. В случае прямоугольной огибающей радиоимпульса и прямоугольной АЧХ приемника общие потери (по сравнению с оптимальным вариантом) составляют 1,9 дБ при Пи и 7 дБ при Пи. Сужение полосы по сравнению с оптимальной также ведет к увеличению потерь (порядка 3 дБ при Пи. Квазиоптимальная фильтрация не применяется при приеме сложных сигналов, база которых может достигать величины порядка десятков и сотен тысяч, так как в этом случае преимущества сложных сигналов практически сводятся на нет. Структурная схема радиолокационного приемника, входящего в РЛС конического сканирования и работающего от общей антенны с передатчиком, приведена на рис. Тракт радиочастоты состоит из разрядника, защищающего вход приемника в момент излучения сигнала передатчиком, и усилителя радиочастоты. В тракт промежуточной частоты входят смеситель См, гетеродин, усилитель промежуточной частоты УПЧ-1 и амплитудный детектор. Для защиты приемника от действия мощных импульсных помех, длительность которых превышает длительность полезного сигнала, введена система быстродействующей автоматической регулировки усиления БАРУ, время срабатывания которой больше длительности сигнала, но меньше длительности помехи. 29 Нестабильность частот передатчика и гетеродина компенсируется системой автоматической подстройки частоты, в которую входят делитель мощности, второй смеситель См, второй усилитель промежуточной частоты УПЧ-2, частотный дискриминатор и регулятор частоты. В видеотракте использован видеоусилитель. Для расширения динамического диапазона приемника в основном тракте часто используются логарифмические усилители. Разр. УРЧ См АД Г ВУ ЧД Антенна Тракт АПЧ УПЧ-1 БАРУ См ДМ УПЧ-2 РЧ П Тракт радиочастоты Видео- тракт Тракт промежуточной частоты Рис. 9. Структурная схема радиолокационного приемника, входящего в РЛС конического сканирования, работающего от общей антенны с передатчиком П – передатчик, ДМ – делитель мощности, Разр. – разрядник, УРЧ – усилитель радиочастоты, См смеситель, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, АД – амплитудный детектор, ВУ – видеоусилитель, Г – гетеродин, ЧД – частотный дискриминатор, РЧ – регулятор частоты 30 При расчете радиолокационного приемника обычно задаются длина волны (частота) сигнала, длительность импульса, частота следования импульсов, длительность фронта, нестабильность частоты сигнала, реальная чувствительность, коэффициент различимости, избирательность по зеркальному каналу, динамический диапазон принимаемых сигналов, допустимое изменение амплитуды сигнала на входе детектора, напряжение на выходе приемника, сопротивление и емкость нагрузки. Полоса пропускания приемника зависит от назначения РЛС и предъявляемых к ней технических требований. В тех случаях, когда первостепенное значение имеет дальность действия станции, и вопрос точности определения расстояния особо не оговорен, полосу пропускания приемника выбирают оптимальной сточки зрения характеристик обнаружения, как уже было описано выше. Точное определение расстояния до цели зависит от крутизны фронта импульса на выходе приемника. Время нарастания распределяют по отдельным блокам приемника 2 2 2 ву ад вч ф , где τ вч ─ время нарастания фронта импульса в высокочастотном тракте,τ ад ─ время нарастания фронта импульса в детекторе,τ вх ─ время нарастания фронта импульса в видеоусилителе. Близкое к оптимальному распределение получается при τ вч = ф ад = 0,27 ф τ ву = 0,36 ф. Эти соотношения являются исходными при определении полосы пропускания высокочастотного тракта и видеоусилителя. В частности, полоса пропускания высокочастотного тракта определяется следующим образом АПЧ нс в ч К П П / 75 , 0 , где П нс ─ результирующая нестабильность частот, К АПЧ ─ коэффициент автоподстройки частоты. Относительная нестабильность частоты передатчика при проектировании приемника обычно задается в ТЗ. Ее величина может быть порядка 10 –3 . Примерно такой же порядок имеет относительная нестабильность частоты транзисторного гетеродина. Неточность настройки УПЧ составляет примерно (0,003…0,01) п. Результирующая нестабильность определяется суммированием отдельных нестабильностей в среднеквадратическом смысле (рассчитывается корень квадратный из суммы 31 квадратов абсолютных нестабильностей. Расширение полосы частот по сравнению с оптимальным вариантом не должно превышать 10…20%. Это требование позволяет решить вопрос о необходимости введения системы АПЧ и о значении коэффициента автоподстройки. Выбор первых каскадов определяется допустимым коэффициентом шума приемника, который рассчитывается по заданной чувствительности. При этом возможны следующие основные варианты схема начинается с диодного или транзисторного смесителя в схему вводится транзисторный усилитель радиочастоты применяется параметрический усилитель без охлаждения или с охлаждением. Расчет рекомендуется начать с наиболее простого первого варианта. В случае диодного смесителя коэффициент шума приемника рассчитывается по формуле N = N УПЧ /K Ф Р С , где N УПЧ = 2N Тр (N Тр ─ коэффициент шума первого транзистора УПЧ, обычно порядка 3…5 дБ ФР с = 0,2…0,3 ─ соответственно коэффициенты передачи (по мощности) фидера, разрядника и смесителя. Если рассчитанный коэффициент шума не превышает допустимого, полученного на основе заданной чувствительности, на этом варианте и останавливаются. Если коэффициент шума приемника оказывается больше допустимого, применяют транзисторный усилитель радиочастоты, или (если доп) параметрический усилитель. Промежуточная частота выбирается в интервале 30…120 МГц, при этом руководствуются следующими основными соображениями повышение промежуточной частоты улучшает фильтрацию составляющей промежуточной частоты после видеодетектора; для лучшего воспроизведения формы огибающей импульса период промежуточной частоты должен составлять не более 0,05 и низкая промежуточная частота обеспечивает повышенную устойчивость УПЧ, позволяет уменьшить его коэффициент шума, но требует более совершенной системы АПЧ; большая избирательность по зеркальному каналу обеспечивается при выборе более высокой промежуточной частоты. 32 1.8. Система автоматической регулировки усиления Автоматическая регулировка усиления обеспечивает стабильность уровня сигнала на выходе усилителя при изменении уровня входного сигнала. В современных приёмниках уровень входного сигнала может изменяться в широких пределах от 60 дБ в приёмниках радиосвязи и до 120 дБ в радиолокационных. Нормальная работа оконечного аппарата требует, чтобы изменения выходного сигнала приёмника не превышали 4-6 дБ. Для выполнения этих требований глубина регулировки усилителя системой АРУ должна составлять 56-116 дБ. Функциональная схема приведена на рис, где приняты следующие обозначения РУ – регулируемый усилитель АД – амплитудный детектор УПТ – усилитель постоянного тока ФНЧ – фильтр нижних частот U BX – напряжение входного сигнала U ВЫХ – выходной сигнал З – напряжение задержки детектирования Р – напряжение регулировки. Работает система АРУ следующим образом. При увеличении амплитуды входного сигнала U BX возрастает амплитуда выходного напряжения U ВЫХ : U ВЫХ = K(E Р )U ВХ , где К(Е Р ) – модуль резонансного коэффициента передачи усилителя, величина которого зависит от напряжения регулировки ЕР, вырабатываемого системой АРУ. После амплитудного детектора выделяется выпрямленное напряжение U B , величина которого в случае задержанной АРУ равна , если ), ( если 0, З З Д З B ВЫХ ВЫХ ВЫХ Е U Е U К Е U U где Д К – коэффициент передачи детектора; З Е – напряжение задержки. Система АРУ, не имеющая УПТ и схемы задержки, называется простой АРУ. Её характеристики можно получить, положив Е З = 0 и К УПТ = 1. Схема АРУ, содержащая УПТ, называется усиленной, содержащая схему задержки – задержанной. Основными функциональными узлами системы АРУ считаются регулируемый усилитель амплитудный детектор со схемой задержки усилитель постоянного тока фильтр нижних частот. 33 Выпрямленное детектором напряжение проходит через УПТ и ФНЧ и создаѐт напряжение регулировки Р = K УПТ K ФНЧ U В Это напряжение подводится к регулируемым каскадам усилителя и уменьшает коэффициент усиления в соответствии с регулировочной характеристикой усилителя = Р. Важнейшей характеристикой регулируемого усилителя является его регулировочная характеристика – зависимость модуля резонансного коэффициента передачи от напряжения регулировки (рис. Отношение максимального усиления (коэффициента передачи) к минимальному называют глубиной регулировки. Глубина регулировки определяется выражениями min o max o АРУ K K d , или min max o 20lg АРУ, где АРУ - безразмерная глубина регулировки АРУ - глубина регулировки, дБ max o K , min o K - максимальный и минимальный коэффициенты усиления. Реальная регулировочная характеристика нелинейная. При расчёте системы АРУ используются различные виды её аппроксимации линейная, линейно-ломаная, экспоненциальная. К наиболее простым соотношениям в системе АРУ приводит линейная аппроксимация регулировочной характеристики во всѐм допустимом диапазоне изменения ЕР К 0 (Е Р ) = К max – - SE P , при E Pmin ≤ E P ≤ E Pmax , где S – средняя крутизна регулировочной характеристики средняя чувствительность регулировки Рис. Функциональная схема АРУ Рис. Регулировочная характеристика 1 – реальная характеристика 2 – линеаризованная характеристика. U вх U вых Ер Е з К Ер Ер мах К мах Км Рис Режимная регулировка усиления min P max P min o max o E E K K S , min P max P , E E ─ напряжения регулировки, соответствующие максимальному и минимальному усилению. Основные способы регулировки усиления режимная регулировка (изменение крутизны проходной характеристики транзистора | Y 21 | путём изменения режима его работы по постоянному току изменение сопротивления нагрузки усилителя изменение глубины обратной связи изменение величины межкаскадной связи с помощью управляемых аттенюаторов изменение степени связи контура с транзистором. От устройств регулировки требуются существенная зависимость Кот ЕР малый ток регулировки малая зависимость других параметров усилителя от напряжения Е Р На рис показан принцип регулировки усиления транзистора путѐм изменения его режима по постоянному току. Регулировка усиления достигается за счѐт изменения тока эмиттера. Регулирующее напряжение подаѐтся в цепь базы транзистора. Напряжение смещения на базе транзистора U БЭ = U 0 – E P , где U 0 – падение напряжения на резисторе R2. По мере увеличения Е Р напряжение U БЭ уменьшается, что ведёт за собой уменьшение тока эмиттера и крутизны проходной характеристики |Y 21 |. В результате снижается коэффициент усиления. Зависимость коэффициента усиления оттока эмиттера показана на рис. пр р ф С ф U вых к VT1 35 На участке АБ коэффициент усиления растёт пропорционально величине тока эмиттера. Напряжение на коллекторе К ещё достаточно велико, и его изменения практически не влияют на коэффициент усиления. На участке БВ влияние увеличивающегося тока Э и уменьшающегося напряжения U К на усилительные свойства каскада одинаково и противоположно, в связи с чем коэффициент усиления не изменяется. На участке ВГ напряжение К становится настолько малым, что усилительные свойства каскада снижаются, несмотря на большой ток эмиттера. Регулировку на участке АБ обычно называют обратной, а на участке ВГ – прямой. Режимная регулировка имеет ряд недостатков 1. В процессе регулирования изменяются практически все параметры транзистора, включая его входную и выходную проводимости. Это влечёт за собой расстройку контуров вцепи базы и коллектора регулируемого транзистора, а также изменение добротности контуров. В результате изменяются частота настройки и полоса пропускания усилителя. Для уменьшения этого эффекта приходится ограничивать величину связи транзистора с контурами, что ведёт к потере усиления 2. Изменение режима работы транзистора сопровождается ростом уровня нелинейных эффектов. Поэтому рекомендуется осуществлять регулировку усиления в тех каскадах приёмника, которые работают с малым уровнем сигнала. В случае обратной регулировки (участок АБ на рис) коэффициент усиления пропорционален току эмиттера в определѐнном диапазоне его изменения (от 0,1 до 1 мА. В этом диапазоне токов глубина регулировки составляет 20 дБ. При малых токах эмиттера можно получить более глубокую регулировку усиления, но возрастают нелинейные искажения и значительно ухудшается температурная стабильность каскада. При больших токах регулировки еѐ эффективность уменьшается. Допустимый максимальный уровень входного сигнала усилителя U ВХ , мВ, ограничивается величиной нелинейных искажений КГ где КГ – коэффициент гармоник m – коэффициент модуляции а 40 мВ – расчётный коэффициент. В схеме без обратной связи по цепи эмиттера К Э Рис. Зависимость коэффициента усиления оттока эмиттера А Б В Г 36 U вх max = 10...15 мВ. Детектор АРУ предназначен для преобразования амплитудно- модулированных колебаний, полученных с выхода УПЧ, в колебания низкой частоты, среднее значение которых, выделяемое фильтром АРУ, пропорционально амплитуде напряжения несущей частоты. В качестве схем детекторов АРУ применяются те же схемы детекторов, что и для детектирования сигнала в основном канале. Однако применение совмещѐнных схем детектирования обычно себя не оправдывает, так как при этом нельзя осуществлять детектирование с задержкой, вызывающее недопустимые нелинейные искажения в основном канале. Детектирование колебаний вцепи АРУ с задержкой имеет то преимущество, что при слабых сигналах, когда детектор АРУ заперт, не уменьшается крутизна характеристики усилительных приборов. Благодаря этому для слабых сигналов сохраняются максимальное усиление и минимальный уровень собственных шумов усилителя. Следовательно, задержанная АРУ не ухудшает чувствительности приемника. На рис приведена схема раздельного детектирования с задержкой вцепи АРУ. Детекторы АРУ выполняют не только на диодах, но и на транзисторах. Транзистор одновременно используется для усиления напряжения вцепи АРУ, что позволяет обойтись без усилителя постоянного тока. Назначением фильтра вцепи АРУ является выделение из продетектированного сигнала постоянной составляющей напряжения, пропорциональной амплитуде колебаний несущей частоты. Фильтр АРУ должен удовлетворять следующим требованиям осуществлять достаточное подавление низшей модулирующей частоты что необходимо для устранения явлений демодуляции и искажений сигнала, вызываемых цепью АРУ при приёме АМ – колебаний К УНЧ U вх дет VD2 R1 R2 R3 зад Рис. 14. Схема раздельного детектирования 37 обеспечивать возможность отслеживания системой АРУ наиболее быстрых изменений уровня сигнала, вызванных, например, явлением замирания. Эти требования являются противоречивыми. Первое определяет минимально допустимое значение постоянной времени фильтра, второе – максимально допустимое. Дополнительным требованием к фильтру является требование минимального фазового сдвига по низкой частоте. Оно является необходимым условием обеспечения устойчивой работы замкнутой цепи АРУ. В качестве фильтра обычно используют однозвенную цепь интегрирующий фильтр. Для улучшения взаимной развязки между отдельными звеньями электронного регулятора приходится включать дополнительные звенья вцепи подачи напряжения регулировки на каждое звено к цепям усилителя в соответствии с рис. Если постоянные времени дополнительных звеньев выбрать много меньше постоянной времени основного фильтра (в 10 и более раз, то дополнительный фазовый сдвиг окажется незначительными не приведёт к самовозбуждению системы АРУ. Статической характеристикой системы АРУ называют амплитудную характеристику усилителя с АРУ, каждая точка которой соответствует установившемуся режиму регулирования U ВЫХ = f(U ВХ ), t Нетрудно получить связь между амплитудами на входе и выходе усилителя C1 C2 C3 ф R2 R3 ф От детектора АРУ Рис. 15. Включение развязывающих звеньев в цепь АРУ 38 если ), ( /( ; если , / Д УПТ P X max О З ВЫХ З З ВЫХ Д УПТ P X max О ВЫХ З ВЫХ max О ВЫХ BX K К S К Е U Е Е U K К S К U Е U К U U Примерный вид статических характеристик различных систем АРУ представлен на рис. 16. Величина задержки Е З выбирается обычно на уровне, соответствующем чувствительности усилителя U BX 0 = U BX min . Диапазон изменения амплитуды входного сигнала составляет min При этом диапазон изменения амплитуды выходного сигнала рассчитывается (при линейной аппроксимации регулировочной характеристики) по формуле max З УПТ PX BX max З УПТ PX ВЫХ 1 1 К Е К S d К Е К S d Благодаря применению системы АРУ достигается существенное расширение входного динамического диапазона при заданном выходном d ВХ >>d ВЫХ Как входной, таки выходной динамический диапазоны принято выражать в децибелах d D lg 20 дБ. Чем больше усилителя и чем меньше соответствующий ему диапазон D ВЫХ , тем более качественной считается система АРУ усилителя. 1 U вых зад U вх U вх 0 3 2 Рис. 16. Статические характеристики системы АРУ 1 - характеристика усилителя без АРУ 2 - характеристика усиленно-задержанной АРУ 3 - характеристика простой АРУ 39 Идеальной называют систему АРУ, которая обеспечивает D ВЫХ = 0 при заданном Требования к динамическим диапазонам усилителя D BX и D ВЫХ определяют необходимую глубину регулировки усиления системой АРУ АРУ = (D ВХ – D ВЫХ ), где АРУ – необходимая глубина регулировки усиления, дБ D ВХ , D ВЫХ – входной и выходной динамические диапазоны, дБ. Система АРУ вносит искажения в закон амплитудной модуляции сигнала при его усилении. Эти искажения не должны превышать допустимых пределов. Искажения сигнала возникают в том случае, когда величина напряжения регулировки ЕР начинает изменяться в соответствии с модуляцией входного сигнала, те. при недостаточной величине постоянной времени ФНЧ вцепи АРУ. Выбор величины постоянной времени ФНЧ вцепи АРУ играет большое значение. При слишком большой постоянной времени система АРУ не успевает компенсировать изменения уровня входного сигнала. При слишком малой постоянной времени происходит уменьшение коэффициента модуляции сигнала в области нижних частот, и возникают нелинейные искажения закона модуляции. При расчёте постоянной времени фильтра Т учитывают, что постоянная времени системы АРУ значительно меньше постоянной времени фильтра τ АРУ <<Т. Для оценки линейных искажений сигнала вводится понятие коэффициента передачи усилителя с АРУ для коэффициента модуляции , ВХ ВЫХ M m m K где ВЫХ ВХ, m - комплексные коэффициенты модуляции входного и выходного сигналов усилителя по амплитуде. Зависимость модуля M K от частоты модуляции приводит к амплитудно-частотным искажениям сигнала. В случае системы АРУ с интегрирующим фильтром , 1 1 1 0 M T j D K 40 где Т – постоянная времени ФНЧ; D 0 – петлевое усиление АРУ для постоянного тока – частота модуляции сигнала. Величина петлевого усиления зависит от параметров системы и амплитуды входного сигнала D 0 = SК УПТ К D U BX Условием отсутствия линейных искажений является близость к единице величины M K во всём диапазоне изменения частот модуляции. В этом случае также практически отсутствуют и нелинейные искажения. В связи со сказанным, постоянная времени ФНЧ выбирается из условия , 1 1 ) 1 ( 2 1 2 M 2 0 2 M K D K F Т где F– нижняя частота модуляции КМ – наименьшее допустимое значение коэффициента передачи для коэффициента модуляции D 0 – петлевое усиление, приблизительно равное необходимой глубине регулировки усиления системой АРУ. Одно из важнейших требований к системе АРУ – её устойчивость, те. отсутствие самовозбуждения во всём диапазоне амплитуд входного сигнала. Самовозбуждение системы АРУ проявляется в том, что при немодулированном входном сигнале регулируемого усилителя в его выходном напряжении возникает паразитная амплитудная модуляция (ПАМ), которая поддерживается за счёт действия системы АРУ. В статическом режиме АРУ представляет собой систему с отрицательной параметрической обратной связью, что обеспечено её схемным решением. Коэффициент усиления регулируемого усилителя уменьшается с ростом амплитуды сигнала. В динамическом режиме нормальная работа АРУ может нарушиться из-за влияния инерционных элементов в её цепи ФНЧ, развязывающих фильтров, полосовых фильтров и т.д. Для огибающей амплитудно-модулированного сигнала эти инерционные элементы создают фазовый сдвиг. Напряжение регулировки E P (t) оказывается дополнительно сдвинутым по фазе относительно огибающей входного сигнала U BX (t). На некоторой частоте этот фазовый сдвиг может составить 180 , что изменит знак обратной связи, сделав её положительной. Если петлевое усиление системы на этой критической частоте превосходит единицу, в системе АРУ возникает самовозбуждение. Коэффициент усиления регулируемого усилителя 41 изменяется с частотой самовозбуждения, что вызывает изменение амплитуды выходного сигнала регулируемого усилителя. Возникшая ПАМ выходного сигнала в свою очередь приводит к появлению переменной составляющей в напряжении регулировки, которая поддерживает периодическое изменение величины коэффициента усиления. В соответствии с критерием устойчивости Найквиста, система регулирования находится на пороге самовозбуждения, если выполняется условие 1 ) ( ) ( j e j W , где W(j ) – комплексный коэффициент передачи разомкнутой системы на критической частоте ( ) – фазовый сдвиг в инерционных элементах системы. Для системы АРУ ) ( ) ( Ф BX УПТ j К e U К SK j W З j D , где S – крутизна регулировочной характеристики усилителя K D – коэффициент передачи детектора АРУ К УПТ – коэффициент усиления вцепи обратной связи U BX – амплитуда входного сигнала регулируемого усилителя З – время задержки сигнала в селективном тракте К Ф (j ) – коэффициент передачи линейных цепей низкой частоты. Если регулируемый усилитель содержит, например, три одинаково настроенных резонансных контура, а ФНЧ представляет собой однозвенный интегрирующий фильтр, то критические параметры самовозбуждения U ВХКР и Ω КР определяются уравнениями Ω кр з + arctg(Ω кр T) = π, 1 1 2 KP 2 KP BX УПТ T U К SK D , где П 0,5 З ─ запаздывание сигнала в усилителе П – полоса пропускания регулируемого усилителя по уровню 0,7; Т – постоянная времени ФНЧ. В этом случая система АРУ, как правило, оказывается устойчивой, так как значение U BX KP оказывается за пределами динамического диапазона входных сигналов. Иное дело, когда используются многозвенные фильтры низких частот. Если использовать, например, последовательное соединение четырёх 42 одинаковых интегрирующих звеньев, то уравнения для их критических параметров приобретают вид ) ( arctg 4 KP З КР T , 1 ) 1 ( 2 2 KP 2 KP BX УПТ T U К SK D В этом случае можно пренебречь величиной З и получить решение в виде T F 2 1 KP , УПТ KP BX 4 К SK U D где KP F – частота самовозбуждения АРУ, Гц, KP BX U – амплитуда входного сигнала, при которой начинается самовозбуждение АРУ, В. Частота самовозбуждения понижается по сравнению с ранее рассмотренным вариантом однозвенного ФНЧ, а значение U BX KP оказывается в пределах динамического диапазона входных сигналов. Следовательно, система АРУ теряет устойчивость при U ВХ > U BX В связи стем, что использование многозвенных ФНЧ с одинаковыми (или близкими по величине) постоянными времени звеньев приводит к потере устойчивости системы АРУ, применять многозвенные ФНЧ не рекомендуется. 1.9. Система автоматической подстройки частоты В супергетеродинном приемнике система АПЧ поддерживает равенство частоты преобразованного сигнала номинальному значению промежуточной частоты. Состав системы частотной автоподстройки приведен на функциональной схеме, изображенной на рис. 17. К основным функциональным узлам или, как принято называть в теории автоматического управления, звеньям системы АПЧ относятся смеситель, усилитель промежуточной частоты, частотный дискриминатор, фильтр нижних частот и генератор, управляемый напряжением. 43 Генератор, управляемый напряжением , вырабатывает гармоническое колебание с частотой Г, которое подается на смеситель. На второй вход смесителя приходит сигнал с частотой СВ результате преобразования частоты образуется сигнал промежуточной частоты П, который усиливается в усилителе промежуточной частоты и поступает на вход частотного дискриминатора. ЧД вырабатывает выходное напряжение, пропорциональное величине и знаку частотного рассогласования. Рассогласование определяется в соответствии с формулой Δ f = П – П НОМ, где П – значение частоты преобразованного сигнала П НОМ – номинальное значение промежуточной частоты, равное переходной частоте характеристики частотного дискриминатора. Выработанное частотным дискриминатором напряжение используется для регулировки частоты. Оно проходит фильтр низких частот и поступает на вход регулятора частоты. В результате частота гетеродина Г изменяется таким образом, что рассогласование Δf уменьшается. Смеситель осуществляет преобразование частоты входного сигнала. По первой гармонике частоты гетеродина следует различать преобразование с верхней и нижней настройкой гетеродина соответственно по формулам П = ГСП С – Г Для работы АПЧ выбор настройки гетеродина имеет принципиальное значение, так как приводит к различному знаку обратной связи увеличение f Г при верхней настройке приводит к увеличению Па при нижней настройке – к уменьшению П. Поэтому использование нижней настройки эквивалентно введению множителя минус единица в цепь обратной связи по частоте. В отсутствие селективных устройств перед смесителем возможен прием сигнала по основному и зеркальному каналам приема, причем по одному из них настройка гетеродина является верхней, а по другому – нижней соответственно, при работе системы АПЧ по основному каналу обратная связь является отрицательной, а по зеркальному каналу – положительной. Следовательно, устойчивость АПЧ обеспечивается только при приеме сигнала по основному каналу. При необходимости работы по основному каналу с нижней настройкой гетеродина обеспечивают дополнительную инверсию выходного напряжения ЧД, например, с помощью инвертирующего УПТ. 44 Усилитель промежуточной частоты обеспечивает требуемый уровень сигнала на входе частотного дискриминатора. При недостаточном усилении уменьшаются амплитуда входного сигнала ЧД, крутизна его характеристики и коэффициент автоподстройки частоты. Для отклонения частоты коэффициент передачи УПЧ определяется его фазовой характеристикой. При анализе фазовую характеристику УПЧ линеаризуют и УПЧ рассматривают как звено чистого запаздывания, характеризуя его временем группового запаздывания сигнала З. Узкополосные УПЧ имеют большое время группового запаздывания, что нарушает устойчивость работы системы АПЧ, приводя к паразитной частотной модуляции сигнала при больших коэффициентах автоподстройки. Частотный дискриминатор вырабатывает в системе АПЧ управляющее напряжение, пропорциональное частотному рассогласованию в системе. Форма характеристики ЧД приведена на рис, где введены следующие обозначения f 0 – переходная частота А – апертура A U S В ЧД – средняя крутизна. Параметрами характеристики являются переходная частота, крутизна и апертура. Переходная частота f 0 выбирается равной номинальному значению промежуточной частоты крутизна характеристики определяет величину петлевого усиления системы и коэффициента автоподстройки от апертуры и формы характеристики зависят полоса удержания и полоса захвата АПЧ. Фильтр нижних частот определяет инерционность системы АПЧ. Часто используется однозвенный интегрирующий фильтр. Приуменьшении постоянной времени фильтра уменьшается длительность переходного процесса в системе АПЧ, но возникает опасность самовозбуждения. В случае приема сигналов с частотной модуляцией недостаточная величина постоянной времени фильтра приводит к возникновению искажений сообщения. В В f f 0 A Рис. 18. Характеристика частотного дискриминатора 45 f г f г max f гр р 0 Генератор, управляемый напряжением используется в качестве гетеродина вспомогательного генератора, который вместе со смесителем и частотноизбирательной нагрузкой последнего составляет преобразователь частоты Как показано на рис, ГУН представляет собой автогенератор с регулятором частоты. Свойства ГУН оцениваются по регулировочной характеристике. Регулировочная характеристика рис) определяет зависимость частоты генерируемых колебаний от напряжения на входе регулятора частоты. Основные параметры – диапазон напряжений регулировки, диапазон генерируемых частот, номинальное значение частоты, крутизна характеристики регулятора частоты. Крутизна регулировочной характеристики, определяетсявыражением: Р Г Г РЧ Е f f S min max |