1. Основные характеристики аэу. 6Тема Основные характеристики аэу 1 Классификация аэу

• Название: 6Тема Основные характеристики аэу 1 Классификация аэу
• Дата: 29.03.2019
• Размер: 1.22 Mb.
• Имя файла: 1. Основные характеристики аэу.doc
• Тип: Документы; #71982
• страница: 4 из 8

Тема 9. Линейные схемы на основе ОУ

9.1 Усилители сигналов на ОУ

9.1.1 Инвертирующий масштабный усилитель


Рисунок 9.1 – Схема инвертирующего масштабного ОУ

Допустим, что К_дф → ∞ и R_вх → ∞ . (9.1)



Следовательно, U_вхдф → 0. Тогда т.А можно считать закороченной на землю.

По первому закону Кирхгофа I₁ = I_вх + I_ос, а т.к. R_вх → ∞, то I_вх = 0 и I₁ = I_ос.

Коэффициент усиления инвертирующего масштабного усилителя равен

(9.2)

Из (9.2) видно, что K_U коэффициент усиления по напряжению инвертирующего масштабного усилителя не зависит от параметров ОУ, а определяется только видом обратной связи. Здесь имеет место параллельная ООС по напряжению.

При R_ос = R₁ → K_U = -1, усилитель (рис.9.1) является инвертором.

Для симметрирования (уравнивания) входных токов ставится резистор R, который определяется как параллельно соединенные R_ос и R₁



9.1.2 Неинвертирующий масштабный усилитель
На (рис.9.2,а) представлена схема неинвертирующего масштабного усилителя. Цепь R_ос – R₁ создает последовательную ООС по напряжению. Входной сигнал подается на неинвертирующий вход. Согласно (9.1) I₁ = I_oc .

Из (рис.9.2,а) находим

U_вх = I₁R₁, U_вых = I₁ (R₁+R_ос).

Коэффициент усиления неинвертирующего масштабного усилителя равен





Рисунок 9.2 – Схема инвертирующего масштабного ОУ (а) и повторитель напряжения (б)

Если R_oc = 0 и R₁ = ∞, K_U = 1 (рис.9.4,б), то это повторитель напряжения. Имеет место 100% последовательная ООС по напряжению. Сигнал на выходе повторяет входной сигнал.

9.2 Решающие усилители на ОУ

9.2.1 Инвертирующий сумматор



Рисунок 9.3 – Схема инвертирующего сумматора

Из (рис.9.3) следует, что I_ос = I₁ + I₂ + I₃, т.к. R_вх→ ∞, I_вх = 0,



Если R₁ = R₂ = R₃ = R, то



9.2.2 Вычитающий усилитель



Рисунок 9.4 – Вычитающий усилитель

При U_вх2 = 0 - выход инвертирующего усилителя.

При U_вх1 = 0 - вход неинвертирующего усилителя.

- выход неинвертирующего усилителя.

В соответствии с принципом суперпозиции



При R₁ = R₂ = R₃ = R₄ U_вых = U_вх2 – U_вх1.
9.2.3 Инвертирующий интегратор



Рисунок 9.5 – Схема инвертирующего интегратора

Из условия (9.1) следует, что U_вых = - U_c. Ток через конденсатор C равен



а входной ток I₁ = U_вх/R₁. По условию (9.1), I_вх = 0 и I₁ = I_c.

Следовательно,



Отсюда, проинтегрировав, получим



U_вых линейно зависит от U_вх, т.е. схема интегратора является простейшей схемой генератора линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН).

В операторной форме ПФ интегратора равна



9.2.4 Инвертирующий суммирующий интегратор
Если I_вх = 0 из-за R_вх = ∞, то



или



При R₁ = R₂ = R₃ = R





Рисунок 9.6 – Схема трехвходового инвертирующего суммирующего интегратора

9.2.5 Инвертирующий дифференциатор



Рисунок 9.7 – Схема инвертирующего дифференциатора

Ток через R_ос равен , а ток через емкость С

Так как I_вх = 0, то I_oc = I_c и



Отсюда



В операторной форме ПФ дифференциатора равна



9.2.6 Инвертирующий логарифмирующий преобразователь



Рисунок 9.8 – Схема инвертирующего логарифмирующего преобразователя

Очевидно, что I_д = I₁,

где , , φ_Т – температурный потенциал p-n перехода; I_o – тепловой ток. Для кремневого диода I_o = 1нА, φ_Т = 25мВ при комнатной температуре.

Следовательно,



Прологарифмировав, получим



9.2.7 Аналоговые перемножители
Перемножители являются одними из самых распространенных функциональных узлов современных аналоговых устройств и, помимо перемножения двух сигналов, позволяют также возводить входной сигнал в квадрат, извлекать квадратный корень, выполнять операцию деления одного сигнала на другой. На перемножителях выполняются схемы, управляемые напряжением: фильтры, генераторы сигналов и т. д. По принципу действия схемы перемножителей можно разделить на следующие группы:

- перемножители с управляемым сопротивлением канала полевого транзистора;

- перемножители на основе управляемого источника тока;

- логарифмирующие-антилогарифмирующие перемножители;

- импульсные перемножители;

- перемножители на основе ЦАП.
Перемножители на основе управляемых источников тока
Упрощенная схема перемножителя, реализующего этот метод представлен на (рис.9.9). Операция умножения реализуется за счет изменения коэффициента передачи дифференциального усилительного каскада (согласованные транзисторы VT₁ и VТ₂) при изменении его рабочего тока I₁. В данном случае I₁ = U_y/R₁, благодаря применению токового зеркала (согласованные транзисторы VT₃ и VT₄) и источника тока на транзисторе VT₅.



Рисунок 9.9 – Схема перемножителя на основе управляемого

источника тока

Вычитатель формирует напряжение, прямо пропорциональное разности коллекторных токов VT₁ и VT₂:

U_out = R₂(I_k2 – I_k1),

причем разность коллекторных токов определяется отношением входного на­пряжения дифференциального каскада к динамическому сопротивлению эмит­тера r_E транзисторов VT₁ и VT₂:

I_k2 – I_k1 = U_x/r_E.

В свою очередь, динамическое сопротивление эмиттера обратно пропорцио-нально току I₁:



Тогда

Отсюда следует, что



Приведенная схема имеет ограниченное практическое применение из-за свойственных ей серьезных недостатков. Во-первых, для того, чтобы искаже­ния не превышали 1% необходимо соблюдать условие |U_x| < 9 мВ. Во-вторых, коэффициент передачи перемножителя зависит от температуры. В-третьих, для того, чтобы схема работала правильно, напряжение U_y должно быть только по-ложительным, в то время как U_x может иметь любой знак. Такой перемножи­ть называется двухквадрантным. Выпускаемые промышленностью четырех-квадрантные перемножители на основе управляемых источников тока имеют значительно более сложную внутреннюю структуру. Примерами могут служить: классический AD534 фирмы Analog Devices, имеющий погрешность перемножения не более 0 1 % в диапазоне входных сигналов ±10 В и частотном диапазоне до 10 МГц. Связь между входными и выходными сигналами этих микросхем устанавливается соотношением:



Микросхемы можно использовать как умножитель или как делитель (рис.9.10).



Рисунок 9.10 – Схемы включения перемножителей:

а – аналоговый умножитель; б – аналоговый делитель

При включении микросхемы умножителем (рис.9.10,а) можно записать:



или



При K_U >> 1:



При включении делителем (рис.9.10,б) можно записать:



при K_U >> 1:



Аналоговые перемножители могут использоваться и для выполнения иных математических операций над сигналами, таких как возведение в квадрат, извлечение квадратного корня и др.

9.3 Нелинейный режим работы ОУ
Если U_вх < │U_гр│, то ОУ работает в линейном режиме. При U_вх > │U_гр│ ОУ работает в нелинейном ключевом или импульсном режиме (рис.9.11,а).



Рисунок 9.11 – Амплитудные характеристики ОУ

без смещения (а) и со смещением (б)

При подаче на один из входов ОУ постоянного напряжения амплитудная характеристика по другому входу смещается на это же значение. Например, на неинвертирующий вход ОУ (рис.9.11,б) подано напряжение +U_оп, тогда характеристика по инвертирующему входу (кривая 1) сместится на значение U_оп вправо (кривая 2). На (рис.9.11,в) приведена амплитудная характеристика инвертирующего ОУ с опорным напряжением на неинвертирующем входе в ключевом режиме работы – амплитудная характеристика компаратора.

9.3.1 Компаратор аналоговый
Компаратор аналоговый (рис.9.12,а) применяется для сравнения аналогового сигнала с опорным напряжением.

На (рис.9.9,а) на неинвертирующий вход подано опорное напряжение U_оп, на инвертирующий вход   аналоговый сигнал U_вх.



Рисунок 9.12 – Схема компаратора на ОУ

При этом выполняются условия (рис.9.12,б – амплитудная характеристика компаратора):

если: U_вх< U_оп, то U_вых = U⁺_выхmax,

если U_вх > U_оп, то U_вых = U^-_выхmax.

При равенстве U_вх = U_оп, U_вых = 0. Так как коэффициент усиления ОУ сотни тысяч, то выход компаратора переключается на противоположное значение.



Рисунок 9.13 – Временная диаграмма работы компаратора

На (рис.9.13) приведены временные диаграммы входных и выходного напряжений компаратора, которые иллюстрируют его работу.
9.3.2 Триггер Шмидта
Релаксационными называют генераторы, у которых усилитель работает в переключающем (релейном) режиме. К ним относят автоколебательный и ждущий мультивибраторы, генераторы пилообразных и треугольных колебаний. Основой релаксационных генераторов на ОУ является обычно регенеративный компаратор, называемый триггером Шмитта (ТШ). Регенеративный компаратор может быть выполнен на ОУ с резистивной ПОС.



Рисунок 9.14 – Триггер Шмитта: а – неинвертирующий; б – инвертирующий

Переходная характеристика компаратора имеет гистерезис, ширина которого равна удвоенному пороговому напряжению 2Uпор, при чем для схемы неинвертирующего



а для инвертирующего компаратора



где U_max – максимальное выходное напряжение ОУ (насыщение) в зависимости от типа ОУ.

Триггер Шмидта имеет два состояния устойчивого равновесия и преобразует аналоговый сигнал в импульсный. Если подать напряжение на вход, связанный с землей в любой схеме (рис.9.14), то амплитудная характеристика ОУ сместится вправо или влево в зависимости от полярности приложенного напряжения. Для примера рассмотрим схему инвертирующего ТШ с опорным напряжением +U_оп (рис.9.15,а).



Рисунок 9.15 – Схема инвертирующего ТШ с опорным напряжением (а) и его амплитудная характеристика (б)

Резисторы R₁ и R₂ создают ПОС, которая обеспечивает лавинообразное переключение выхода триггера из положительного в отрицательное и наоборот. Пороговые напряжения (рис.9.15,б), при которых происходит переключение триггера, определяются как





Рисунок 9.16 – Временная диаграмма работы ТШ

Из (рис.9.16) видно, что при U_вх = 0, на выходе U_вых = U⁺_выхmax, так как на неинвертирующем входе U_вх +Uоп>0. Когда U_вх возрастет до U_пор1, равное смещению Uвх+ триггер переключается в U_вых = U^-_выхmax. За счет положительной обратной связи R₁,R₂ смещение на Uвх+ станет равным U_пор2. Когда U_вх уменьшится до U_пор2, произойдет обратное переключение триггера в U_вых = U⁺_выхmax и т.д. Так как пороговое напряжение меняется от одного значения к другому.

Тема 10. Аналоговый таймер
Таймерами называются устройства для точного задания временных интервалов. Таймеры могут быть аналоговыми и цифровыми. В относительно простых устройствах применяются аналоговые таймеры.

Первый интегральный таймер NE555 был разработан в 1972 г. фирмой Signetix (США). В настоящее время эта схема считается класси­ческой. Функциональная схема таймера NE555 (российский аналог - 1006ВИ1) приведена на (рис.10.1).



Рисунок 10.1 - Функциональная схема таймера NE555 в ждущем режиме

Схема таймера представлена в типовом включении для ждущего режима (микросхема таймера – затененная часть рисунка). Основой таймера является двухпороговый компаратор, включающий два компаратора (КН₁ и КН₂) и RS-триггер, фиксирующий состояние выхода. Один из входов каждого компаратора под­ключен к делителю напряжения, образованному резисторами R, согласованны­ми по величине с точностью не менее 2%. Напряжения на плечах делителя со­ставляют 2V_s/3 и V_s/3 соответственно. Триггер управляет двухтактным, симмет­ричным выходным каскадом на транзисторах VT₁, VT₂, обеспечивающим выходной ток до 250 мА. Кроме того, инверсный выход триггера управляет раз­рядным ключом на транзисторе VT₃. Триггер имеет вход разрешения Е, при подаче на который сигнала низкого уровня на выходе таймера также устанавлива­ется низкий уровень независимо от уровня сигнала на входе V_IN.

На неинвертирующий вход компаратора KH₁ (вывод 5), соединенный с верхней ступенью делителя, при необходимости может быть подано опорное напряжение от внешнего источника. Обычно между этим выводом и общей шиной включается конденсатор, сглаживающий помехи, приходящие по цепи источника питания V_s.

10.1 Ждущий режим
В режиме ожидания входной сигнал U_IN на выводе 2 «Пуск» имеет высокий уровень (больше, чем Vs/3). При этом выходное напряжение компаратора КН₂ соответствует лог. 1. Дл инверсного входа триггера этот уровень является не­активным. Напряжение U_c на времязадающем конден­саторе С_t, близко к нулю, и выходное напряжение ком­паратора КН₁, приложенное к инверсному входу

триггера, также имеет уровень лог. 1. Триггер находится в режиме хранения в состоянии Q = 0, = 1. Транзи­стор VT₁ закрыт, a VT₂ - открыт. На выходе таймера - низкий уровень. Ключ VТ₃ замкнут и поддерживает конденсатор С_t, в разряженном состоянии.

При отрицательном кратковременном перепаде входного сигнала U_IN < Vs/3 (рис.10.2) на выходе компаратора КН₂ на время перепада установится логиче­ский нуль (активный уровень для -входа триггера) и триггер переключится в состояние Q = 1, = 0.



Рисунок 10.2 – Временные диаграммы работы

ждущего мультивибратора на таймере

Ключ VT₃ при этом размыкается, и конденсатор С_t, начинает заряжаться че­рез резистор R_t от источника питания V_s. Уравнение заряда конденсатора C_t имеет вид

(10.1)

Решение этого уравнения при нулевых начальных условиях



Импульс заканчивается по достижении напряжения U_c величины опорного напряжения V_REF. При этом компаратор КН₁ переключится и переведет триггер в первоначальное состояние. Ключ VT₃ замкнется и разрядит конденсатор C_t. Длительность импульса Т_и на выходе определится из уравнения:

(10.2)

из которого следует, что

(10.3)

Если в течение этого времени на вход придет еще один запускающий импульс, то триггер останется в единичном состоянии, т. е. повторный запуск во время заряда t₃ конденсатора С_t игнорируется. Разряд времязадающего конденсатора C_t происходит очень быстро, хотя и не мгновенно. Если следующий запускающий импульс придет во время разряда конденсатора t_p, то длительность импульса таймера сократится. Время разряда t_p времязадающего конденсатора C_t, называемое временем релаксации, во всяком случае, значительно меньше аналогичного времени ждущего мультивибратора на ОУ и соизмеримо со временем релаксации одновибратора на компараторе.
10.2 Автоколебательный режим
Схема простейшего автоколебательного мультивибратора на таймере 1006ВИ1 приведена на (рис.10.3).



Рисунок 10.3 - Автоколебательный мультивибратор на таймере:

а - схема, б — временные диаграммы

Когда потенциал на конденсаторе С, достигнет нижнего порога срабатывания таймера, на входе S триггера установится низкий (активный) уровень. Триг­гер переключится в состояние лог.1 и ключ VT₃ разомкнётся. При этом начнется заряд конденсатора через два последовательно включенных резистора R_t и R₁. Напряжение на конденсаторе достигнет верхнего порога срабатывания за
время

(10.4)

При этом компаратор KH₁ переключится, на входе R триггера установится низкий (активный) уровень, триггер переключится в состояние Q = 0, и ключ VТ₃ откроется. Конденсатор будет разряжаться через резистор R_t, до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет нижнего порога срабатывания тай­мера. Это произойдет за время

t₂ = R_tC_tln2. (10.5)

Затем все процессы будут повторяться. Частота выходного напряжения мульти­вибратора составит

(10.6)

Временные диаграммы работы автоколебательного мультивибратора пред­оставлены на (рис.10.3,б). При подаче сигнала низкого уровня на вход «Вкл.» (вывод 4) генерацию можно остановить.

Некоторым недостатком данной схемы является разность длительно­стей импульса и паузы, которая в данной схеме не может быть устранена. Дейст­вительно, коэффициент заполнения в этой схеме определяется соотношением



Эта величина составит 0.5 только в случае если R₁ = 0. Это недопустимо, т.к. приведет к короткому замыканию источника при открытом ключе VT₃.

На (рис.10.4) приведена схема, которая способна обеспечить генерацию импульсов с .



Рисунок 10.4 – Схема автоколебательного мультивибратора

с независимой установкой длительности и частоты импульсов

Для этого параллельно резистору R_t включен диод VD₁. Конденсатор C_t в такой схеме заряжается через резистор R_t и открытый диод VD₁, а разряжается, как и в базовой схеме, через R_t. Чтобы уменьшить влияние диода VD₁ на точность формирования временных интервалов, последовательно с резистором R_t включен диод VD₂. При этом за счет падения напряжения на диодах временные интервалы t₁ и t₂ будут несколько больше, чем у базовой схемы.

Относительная длительность импульсов этой схемы определится состоянием



Мультивибратор, генерирующий импульсы с γ = 0.5, можно построить и другим путем: используя выходные транзисторы таймера для заряда и разряда времязадающего конденсатора.
10.3 Типы интегральных таймеров
Массовое применение таймеров в аппаратуре, разнообразие решаемых ими
задач и, следовательно, многообразие требований, предъявляемых к их параметрам в зависимости от типа аппаратуры и выполняемых функций, обусловило создание обширного семейства интегральных таймеров.

Интегральные таймеры классифицируются по следующим признакам:

- внутренняя схемотехника и технология - биполярные и КМОП;

- число тактов мультивибратора на формируемом интервале времени - одно-
тактные и многотактные.

Рассмотренный выше таймер NE555 выполнен по биполярной технологии. Он потребляет от источника сравнительно большой ток (10 мА). Входные токи его также сравнительно велики (0.5 мкА). Последнее обстоятельство сущест­венно затрудняет построение таймеров, способных формировать большие за­держки времени. Ток заряда времязадающего конденсатора I_с (рис.10.1) зави­сит от номинала резистора R_t и напряжения питания V_s. Минимальная величи­на этого тока достигается в конце формируемого интервала времени и составляет

(10.7)

Для обеспечения высокой точности отсчета интервала времени следует обеспечивать I_Сmin > 50 I_вх, где I_вх - входной ток таймера, Для таймера NE555 максимальная величина сопротивления резистора R_t при V_s = 15В составит 200 кОм. При емкости времязадающего конденсатора C_t = 1 мкФ максимальная длительность импульса согласно (10.3) не превысит 0.22 с.

В конце 70-х годов фирма Intersil разработала ИМС ICM7555, представляю­щую собой КМОП-вариант таймера NE555. Этот таймер, сохранив почти пол­ностью функциональную схему и даже назначение выводов своего биполярного прототипа, потребляет от источника питания всего 0.12 мА (при V_s = 15B). Входные токи этой микросхемы не превышают 50 пА. Это дает возможность в условиях, рассмотренных выше для таймера NE555, получить максимальную длительность импульса 2200 с {= 37 мин) при сопротивлении время задающего резистора R_t = 2ГОм. Недостатком КМОП-варианта является меньшая нагру­зочная способность.

Многотактные таймеры применяются, если требуется обеспечить длительность им­пульса, измеряемую часами (рис.10.5). В принципе большую длительность можно получить, ис­пользуя с однотактным таймером времяза-дающий конденсатор большой емкости (де­сятки или сотни мкФ).



Рисунок 10.5 – Блок-схема многотактного таймера

Многотактный таймер умножает посто­янную времени R_tC_t-цепи на коэффициент пересчета счетчика. Семейство многотактных таймеров делится на две группы. К первой группе относятся программируемые таймеры, в которых формируе­мый интервал времени задается программно, установкой соответствующих пе­ремычек на выводах счетчика, либо цифровым кодом от ПК. Ко второй груп­пе относятся специализированные таймеры со встроенными счетчиками, у ко­торых однозначно задан коэффициент пересчета.

Тема 11. Генераторы электрических колебаний

11.1 Условие самовозбуждения генератора
Генераторы электрических колебаний служат для преобразования энергии постоянного напряжения источника питания в энергию переменного напряжения заданной формы и частоты.

По форме выходного сигнала подразделяются на генераторы:

- релаксационных колебаний;

- гармонических или синусоидальных колебаний.

Любой генератор – это усилитель, охваченный положительной обратной связью (ПОС).

На (рис.11.1) приведена структурная схема генератора.



Рисунок 11.1 – Структурная схема генератора

Пусть усилитель с коэффициентом усиления охвачен положительной обратной связью с коэффициентом передачи звена обратной связи γ_oc. Коэффициент усиления усилителя с обратной связью



Условие самовозбуждения усилителя

(11.1)

Следовательно, при положительной обратной связи K_oc→ ∞.

Раскроем (11.1)

(11.2)

Оно состоит из двух частей:

а) │γ_oc│∙│K│≥1   условие баланса амплитуд. (11.3)

Оно означает, что сигнал, ослабленный в цепи обратной связи в │γ_oc│ раз, должен быть усилен усилителем во столько же (К) раз;

б) e^jφoc ∙ e^jφk = 1 или φ_oc + φ_k = 2πn   условие баланса фаз. (11.4)

Оно означает, что суммарный фазовый сдвиг усилителем и цепью обратной связи должен быть равен целому числу 2 (0,1, ...).

Если условие баланса фаз выполняется для одной гармоники, то генерируются синусоидальные колебания, если же для широкого спектра частот – релаксационные колебания.