схеам. Аннотация

• Название: Аннотация
• Анкор: схеам
• Дата: 17.01.2021
• Размер: 0.58 Mb.
• Имя файла: Skhemotekhnika.docx
• Тип: Анализ; #168838
• страница: 3 из 4

КТ312А

Транзистор кремниевый эпитаксиально-планарный n-p-n ВЧ маломощный. Предназначен для работы в схемах высокой, промежуточной и низкой часто- ты, для работы в быстродействующих импульсных схемах.

Выпускаются в металлическом герметичном корпусе со стеклянными изоля- торами с гибкими выводами.

Масса транзистора не более 1 г.

Положение рабочей точки:
I _{к 0}  21 мА

U_{к 0}  5,6 В

I_{б 0}  0,35 мА

U_{б 0}  0,825 В

Для нахождения y-параметров определим по характеристике транзистора ΔI_б, ΔI_к, ΔU_бэ, ΔU_к:

ΔI_б=0,3 мА ΔU_бэ=0,05 В

ΔI_к=14 мА ΔU_к=4,8 В

Рассчитаем у-параметры транзистора в этой рабочей точке:

^y11
^y21

_I_Б

U<sub>Б

</sub>I_К

U_Б

0,3 10 ^3

0,05

14 10 ^3


0,05
 6мА / В
 0,28 А / В

Сопротивление по постоянному току:


_{R } Е_п U _ko

^Iko

 ^{12  5,6}  305 Ом

2110 ^3

Сопротивление резистора в цепи эмиттера:

_{R } 0.15  E_{n }

0.15 12

 84,3 Ом

• 
  I
  

I
э

ko бо

2110 ^3  0,35 10 ^3

Номинал: R₁₅=91 Ом.
Сопротивление в цепи коллектора: R_k  R_- - R_э  305  91  213Ом Номинал: R₁₃=220 Ом.

Допустимое изменение тока коллектора:

I_KO  0.1  0.2 I_к0  0.2  21 10  4,2 мА

3

• 
  
   1
  
  I
  
  k 0
  мкА
  

 I

I
 

k0 k0

 e^1^t1 110^6 e^0.1132 1 32,78 10^6 А

max
t Т 18⁰  50 ⁰ 18⁰  32 ⁰

¹  0,1 0,13

Коэффициент усиления по току:

₀  _y

^y21

• 
  y
  

_ 0,28

0,28  0,006

 0,979

21 11

Коэффициент нестабильности:

I



s
_{N } ^Iko_

ê 0

4,2 10 ^3

32,78 10 ^6

 128,11

Входное сопротивление схемы стабилизации рабочей точки:

R  R

N_s 1

 91

128,11 1

 6854 Ом

ст э

1 N_s  1 ₀ 

1128,111 0,979 

Т.е. схема температурной стабилизации рабочей точки не требуется.

Зная требуемое значение коэффициента усиления каскада, находим глу- бину отрицательной обратной связи:

_{F } ^y21^RЭКВ

K

_ 0,28  311 _{ 4,84}

18

Определяем номинал сопротивления R_ос:

R  ^{F  1}  ^{4,84  1}  13,71Ом

y
oc

21

0,28

Принимаем R₁₄=R_ос=15 Ом

Определяем номиналы сопротивлений R_б1 и R_б2 базового делителя. Для этого сначала найдем напряжение:


1 бЭ0 Э OC К0
U  U  R  R I  0,825  91  15 21 10 ^3  3,05В

Принимая ток делителя I_дел=3∙I_б0, находим:

^Rб 2

_ U₁

3I<sub>Б0

</sub> 3,05

3 0,35 10 ^3
 2,905кОм

Принимаем R₁₂=R_б2=3,0 кОм

^Rб1

_ Е U₁

4I<sub>Б 0

</sub> 12  3,05

4  0,35 10 ^3

 6,392кОм .

Принимаем R₁₁=R_б1=6,8 кОм

Находим эквивалентное сопротивление базового делителя:

_{R } ^Rб1 ^{ R}б2

_ 6,8  3,0
 2,081кОм

дел

^Rб1

• 
  R_б2
  

6,8  3,0

Определяем входное сопротивление каскада:

R_ВХ 

1 _

1 _ ^y

1

1 6 10 ^3
 581,4Ом

11 _

^Rдел ^F

2,081 10³

4,84

Эквивалентное сопротивление:

0
R  <sup>K0

y</sup>21

_ 18

0,28

 64 Ом

Рассчитаем номиналы разделительных конденсаторов из заданного спада ^{плоской вершины импульса} ^{. Распределим искажения между емкостями та-}

ким образом, чтобы C_P  C_Э . Пусть

t

    


C C
P Ý
2,3 10 ^6

 0,00005  0,0047  0,00475 :
6

C ^и   62,5 10 Ф

P ^ R ^{ }

2081 

C ВХ
 ^ R ^{дел }

P

^0,00005 ^{581,4 } 

 ^{1  y}11^Rдел

_ 1  0,006  2081 _

Принимаем C₅=C_р=68 мкФ.

^{y y t}0,006  0,282,3 10 ^6 _6

C_Ý 

11 21 è_

_CÝ

0,0047

 139,9 10 Ô

Принимаем С₆=С_Э=150мкФ.
Постоянные времени:


i 21 б к o
  (1  y R )  С  R  (1  0,28 10)  5 10 ^12  64  1,761 нс


s вых k 0
  K  С  R  18  5 10 ^12  64  5,785 нс




б 
^ R₀ ^

^ экв

  _i  _s   ^1  y₁₁  R₀  _R ^ 

 0,001761 10 ^6  0,005785 10 ^6  5 10 ^12  ^1  6 10 ^3  64  ^{64 }  9,86 нс







Время установления каскада:

16 ^

э

у
t  2.2  2.2  9,86 10 ^9  21,69 нс

Т.к. t _у  21,69

нс меньше, чем t_{общ у}  0,05

мкс , где t_{общ у}

- общее время уста-

новления усилителя, то ВЧ-коррекцию (фильтрующие цепи) вводить не надо.

5. 
   Расчет второго (предварительного)каскада
   

Второй каскад оказывается нагруженным на предоконечный со входным сопротивлением R_вх=581 Ом и должен обеспечивать на нем выходное напря- жение

U  ^{UвыхПОК}  ^5,133  0,285 В


К

П
вых2 ₁₈

Предъявляемые ко второму каскаду требования практически совпадают с требованиями к предоконечному и все различие проявляется в уровнях сиг-

нала на входе и выходе каскадов. Действительно, сопротивления нагрузки этих каскадов оказываются достаточно близки, а допустимые линейные ис- кажения были равномерно распределены нами по всем каскадам. Различие в уровнях сигнала позволяет увеличить КПД второго каскада по сравнению с КПД предоконечного за счет выбора более энергетически выгодной рабочей точки транзистора. Однако, абсолютная величина затрачиваемой предоко- нечным каскадом мощности невелика и особого эффекта изменение рабочей точки не внесет. По этой причине рабочую точку для транзистора второго каскада выбираем такой же как и для транзистора оконечного каскада. Таким образом, реализацию второго каскада можем выбрать идентично предоко- нечному.

Элементы: R₆=6,8 кОм, R₇=3,0 кОм, R₈=220 Ом, R₉=15 Ом, R₁₀=91 Ом, С₄=150мкФ, C₅=68 мкФ

5. 
   Расчет входнойцепи
   

Входной каскад оказывается нагруженным на входное сопротивление второго каскада R_вх2=581 Ом и должен обеспечивать на нем выходное напряжение

^UвыхВХК

_ ^UвыхПК

К_П

 ^0,285  0,016 В

18

Вновь пренебрегаем энергетическим выигрышем и реализуем входной каскад идентично предыдущему каскаду.

Элементы: R₁=6,8 кОм, R₂=3,0 кОм, R₃=220 Ом, R₄=15 Ом, R₅=91 Ом, С₂=150мкФ, C₁=68 мкФ