Курс лекций по электронике. Курс лекций Курс лекций 1 Введение 4 Полупроводниковые диоды 7

• Название: Курс лекций Курс лекций 1 Введение 4 Полупроводниковые диоды 7
• Анкор: Курс лекций по электронике.doc
• Дата: 16.05.2017
• Размер: 5.23 Mb.
• Имя файла: Курс лекций по электронике.doc
• Тип: Курс лекций; #7720
• страница: 17 из 27

6. ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ

Теоретические сведения и расчетные соотношения

Для получения электрических сигналов различной формы используются генераторы гармонических колебаний и импульсов. В основе работы этих генераторов лежат усилительные элементы, охваченные цепью положитель­ной обратной связи. При этом в генераторах гармонических колебаний уси­лительные элементы работают в активном (усилительном) режиме, а в им­пульсных генераторах характерными являются граничные режимы усили­тельного элемента (насыщение или отсечка), переход которых из одного состояния в другое происходит лавинообразно через промежуточный усили­тельный режим. Скорость этого перехода определяет длительность фронтов генерируемых импульсов и должна быть максимальной.

Гармонические колебания в генераторах поддерживаются частотно-из­бирательными четырехполюсниками: резонансными 2-С-контурами или дру­гими резонирующими элементами (кварцевые или объемные резонаторы и т.п.), или с помощью фазирующих LС-цепей, включенных в цепь ПОС усили­телей.

В импульсных генераторах, которые могут работать в двух режимах:

автоколебательном или ждущем, ПОС создается с помощью LС-цепей или импульсных трансформаторов.

Генераторы гармонических, колебаний. При охвате усилителя ПОС он самовозбуждается, так как коэффициенты усиления на определенных часто­тах достигают бесконечно большого значения (5.30). Такая схема работает в автоколебательном режиме и является автогенератором, если соблюда­ются условия баланса амплитуд

K_yU *  1 (6.1)
и условие баланса фаз
_k+ _ = 2**n, (6.2) где п = О, 1, 2, 3,... .

Генераторы гармонических колебаний разделяются на LС-автогенераторы, RС- автогенераторы и кварцевые генераторы.

Основные типы LС- генераторов приведены на рис. 6.1. Они делятся на схемы с трансформаторной связью (рис. 6.1, и), индуктивной (рис. 6.1, б и г) и емкостной (рис. 6.1, в и д) трехточкой.

В схеме рис. 6.1, а используется индуктивная связь обмотки резонанс­ного контура LС, являющегося нагрузкой однокаскадного усилителя по схе­ме с ОЭ, со второй обмоткой L_oc включенной в цепь возбуждения усилителя (в цепь базы). Элементы R1 , R2 предназначены для обеспечения необходи­мого режима по постоянному току. За счет конденсатора С2, реактивное со­противление которого на частоте генерации незначительно, заземляется один конец базовой обмотки. Сопротивление контура на резонансной частоте носит чисто активный характер.

Для получения устойчивого автоколебательного процесса с частотой f_г необходимо выбирать транзистор, у которого
h_21Э  (h_11Э + r_ос )*C*R_K / M + M / L (6.3)
В схемах LС - автогенераторов рис. 6.1, б, в, г, и часть резонансного кон-тура используется для получения обратной связи. Такие схемы получили название трёхточечных.



В схемах рис. 6.1, б,г, известных под названием индуктивной трех­точки, секционирована индуктивная ветвь колебательного контура, общая точка которого через нулевое сопротивление источника питания переменной составляющей тока присоединена к эмиттеру. Обратная связь между индук- тивностями L1 и L2 (рис. 6.1, б) осуществляется за счет взаимоиндуктивнос-ти M

Режим по постоянному току и его термостабилизация осуществляются в трехточечных схемах за счет таких же элементов, что и в усилителях (R1,R2, R_Э, C_Э ) Реактивное сопротивление конденсатора обратной связи

Сд на частоте генерации принебрежимо мало.

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиле­ния определяются соответственно из выражении:
f_г  (1/2*)* 1 /  C₁ *( L₁ + L₂ +2*M) ; (6.4)
h_21Э  (L₂ + M)/( L₁ + M) (6.5)
LC-автогенератор по схеме емкостной трехточки (рис. 6.1, в д) содержит в емкостной ветви колебательного контура два конденсатора С1 и С2. Напря­жение обратной связи с последнего поступает во входную цепь усилительного звена. При таком включении конденсаторов полярности мгновенных значе­ний напряжении на их обкладках относительно общей точки противоположны.

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиление определяются соответственно из выражении:
f_г  (1/2*)* 1 /  L*C₁*C₂ /(C₁ + C₂ ) ; (6.4)
h_21Э  C₂ / C₁ (6.5)
Высокими техническими показателями обладают LС- автогенераторы гармонических колебании, использующие в качестве усилительных звеньев

ОУ.

Большой коэффициент усиления ОУ позволяет, кроме положительной обратной связи, через частотно-избирательный резонансный контур вводить достаточно глубокие дополнительные отрицательные обратные связи, что существенно повышает стабильность частоты генерируемых колебаний. Кроме того, ОУ имеет большое входное и очень малое выходное сопротивле­ния, что позволяет не учитывать их при расчете и проектировании конкрет­ных схем LС-автогенераторов.

Один из типичных вариантов LС- автогенератор а на ОУ типа 153УД1 показан на рис. 6.1, е. В этой схеме LС- контур включен в цепь ПОС между выходом (вывод 6) и неинвертирующим входом (вывод 3) ОУ. Включение в цепь отрицательной обратной связи между выходом и инвертирующим вхо­дом усилителя (вывод 2) терморезистора обеспечивает высокий уровень тер­мостабилизации амплитуды и частоты генерируемых колебаний.

В RС- автогенераторах, в отличие от резонансной частоты ₀ колебатель­ного LC- контура, частоту ₀ называют квазирезонансной.

Для того чтобы из всего возможного спектра частот RС- автогенератор генерировал лишь одну, условия самовозбуждения генератора (6.1), (6.2) должны быть выполнены на этой частоте. По принципу построения RС- авто-генераторы подразделяются на автогенераторы с поворотом фазы сигнала в цепи ПОС на ± 180° на квазирезонансной частоте ₀ и автогенераторы без поворота фазы, у которых фазовый сдвиг сигнала в цепи ПОС на квазире­зонансной частоте равен нулю.

RС - автогенераторы с поворотом фазы содержат усилитель, фаза выход­ного напряжения которого отличается от (разы входного на 180 °. Поэтому выполнение условия баланса фаз возможно в том случае, когда цепь частотно-зависимой обратной связи (фазирующая цепочка) также обеспечит поворот фазы напряжения на частоте генерации на 180°.

В качестве фазирующих используют цепочки, состоящие из простейших Г-образных RС- звеньев (обычно трех или четырех). Трехзвенная цепочка, так называемая С- параллель, показана на рис. 6.2, а, а R-параллель — на рис. 6.2, в. Частотные и фазовые характеристики цепочек С- и R-параллель приведены соответственно на рис. 6.2, б и 6.2, г.

Как видно из рис. 6.2, б и 6.2, г, на квазирезонансной частоте фазовый сдвиг _ между входным и выходным напряжениями для цепочки R-парал­лель равен + 180°, а для цепочки С-параллель— —180°.

На этой же частоте коэффициент передачи напряжения  = U_вых / U_вх для обеих цепочек имеет вещественное значение ₀ и равен 1/29. Таким образом, усилительный каскад со сдвигом фазы напряжения усилительного сигнала на 180°, в котором осуществлена ПОС с помощью трехзвенных цепочек R- или С-параллель, может генерировать гармонические колебания с часто­той f₀ (для цепочки R-параллель f₀ = ₀ / 2* = 1/(2**R*С*6), для цепочки С-параллель f₀  ₀ / 2* = 6 /(2**R*С)), если его коэффициент усиления пре­вышает 29, что соответствует также выполнению условия баланса амплитуд (неравенство (6.1)).

На рис. 6.3 с приведены принципиальные схемы RС-автогенераторов на биполярных транзисторах цепочками С-параллель (а, б) и R-параллель (в, г).



Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиления ,

определяются соответственно из выражении:

для схем рис. 6.3, а, б
f _г = 1 * (7+ (3/m)); (6.8)

2**R*С
h_21Э.кр = 21 + 32*m + 3/m, (6.9)
где R = R₁ = R₂ = R₃ = m*R₀ ; C= C₁ /m = C₂ = C₃ ; R₃ = R^‘₃ = R_вх ; m  (1+ h_21Э )*U_0K / 3*(Е_K - U_0K ) ;

для схем рис 6.3, в, г
f _г = 1 *  (1/(4* m +6 )); (6.10)

2**R*С

h_21Э.кр = (23 + 29*m + 4/m)* R₃ /(R₃ + R_вх ), (6.11)
где m = R_вых /(R₃ R_вх ) = 2...5; R = R₁ = R₂ = R₃  R_вх ; C= C₁ * m = C₂ = = C₃ .

Зависимость критического коэффициента передачи по току от входного сопротивления усилительного каскада обусловливает необходимость применения транзисторов с h_21Э > 45…60 , что может быть обеспечено далеко не каждым транзистором. Этот недостаток можно устранить применением составного включения транзисторов или дополнительного каскада по схеме с ОК, согласующего фазирующую цепочку с усилительным звеном (рис.6.2, б, г). Однако наибольший эффект может быть получен при использовании в качестве усилительного звена ОУ.

На рис. 6.4, а, б показаны схемы RС-автогенераторов на ОУ с фазирующими цепочками С-параллель и R-параллель. Поскольку частотно-избирательная RC-цепь включена между выходом и инвертирующим входом ОУ, общий Фазовый сдвиг в замкнутой петле равен 360, что обеспечивает выполнение условия баланса фаз. В связи с избыточностью коэффициента усиления ОУ условие баланса амплитуд обеспечивается без затруднения. Большое входное и малое выходное сопротивления ОУ позволяют осуществить режим практически идеального согласования фазирующей цепи



с усилитель­ным звеном. При этом частота генерации определяется выражениями
f_г = 6 /(2**R*С)) — для схемы 6.4, а; (6.12)

f_г = (2**R*С*6) —для схемы рис. 6.4, б. (6.13)

RС- автогенераторы без поворота фазы используют в качестве частотно-за­висимых элементов последовательно-параллельную RС- цепочку (мост Вина) (рис. 6.5, а), квазирезонансная частота и коэффициент передачи которого оп­ределяются выражениями
f₀ = 1 /(2**R*С); (6.14)

₀= 1/3, (6.15)
где R = R₁ = R₂ , C= C₁ = C₂ , а его АЧХ и ФЧХ приведены на рис. 6.5, б, или двойной Т- образный мост (рис. 6.5, в), АЧХ и ФЧХ которого приведены на рис. 6.5, е.

Квазирезонансная частота и коэффициент передачи двойного Т- образного моста определяются выражениями
f₀ =  (n /(2**R*С)), (6.16)

₀ =(4* n-1)/ 4* n+(1/(2*n)+ 1 (6.17)
где R = R₁ = R₂ , C= C₁ = C₂ ; 2C/C₃ = R/2R₃ = n.

В зависимости от выбора значения n изменяются соотношение между элементами и качественные показатели. При n = 2C₁ = C₂ = C₃ = С ,R₃ = 0,25R;

при n = 0,5 C₃ = 4 С, R₁ = R₂ = R₃ .

На рис. 6.6 приведены принципиальные схемы RС- автогенераторов на биполярных транзисторах, выполненных с мостом Вина (а) и двойным Т-образным мостом (б). Включение эмиттерного повторителя на транзисторе VТЗ исключает влияние входного сопротивления схемы с ОЭ на параметры фазирую-щей цепи, а следовательно на f₀ и ₀ .

При отсутствии эмиттерного повторителя из-за шунтирования рези­стора R2 входным сопротивлением R_вх схемы с ОЭ на транзисторе VТ1, которое невелико, частота квазирезонанса и значение коэффициента передачи определяются выражениями:


f₀ = f_г = 1/(2**((R₁ *  R₂ * R_вх /(R₂ + R_вх* С₁*С₂) (6.16)
₀ = 1/ 1+ R₁*R₂ + R_вх ) / R₂*R_вх + С₁ / С₂  (6.17)
Из формул (6.18) и (6.19) следует, что квазирезонансная частота увеличивается, а коэффициент передачи напряжения при этом уменьшается.

В схеме рис. 6.6, б с двойным Т-образным мостом ПОС не зависит от частоты и реализуется с помощью элементов R_Э1 , R_Э2 , C_р1 , R_ос .Так как транзистор VТ1 с ОЭ сдвигает фазу входного сигнала на 180°, то избира-тельный 2T-мост образует цепь ООС и общий фазовый сдвиг по замкнутой петле усилитель —2Т-мост равен 180°. При этом на частоте квазирезонанса, f₀ отрицательная связь отсутствует, т.е. _ = 0 , _к = 0, а ₀ = тin.

На рис. 6.7, а показана схема автогенератора на ОУ с мостом Вина, который подключен между выходом и неинвертирующим входом ОУ, пой, этому общий фазовый сдвиг по замкнутой петле равен нулю, что обеспечивает условие баланса фаз. Частотно-независимая ООС осуществляется с помощью двухполярных диодных ограничителей VD1, VD2, которые уменьшают значение сопротивления R3 при увеличении амплитуды выходного сигнала.

На рис 6.7, б приведена схема генератора с 2T-мостом, включенным меж­ду выходом и инвертирующим входом ОУ. На частоте квазирезонанса сдвиг фаз 2T-мостом равен 0°.

Генераторы прямоугольных импульсов с RС- связями. Эти генераторы на­ходят наиболее широкое применение и могут работать в автоколебательном или ждущем режимах. Они могут выполняться на дискретных элементах, логических интегральных микросхемах и операционных усилителях.

Наиболее распространенная схема транзисторного автоколебательного мультивибратора (МВ) приведена на рис. 6.8, а. В этой схеме в каждом из квазиустойчивых состояний один транзистор открыт, а другой —закрыт. При этом конденсатор закрытого плеча заряжается через эмиттерный переход от-крытого транзистора (вспомогательный цикл), а конденсатор открытого плеча заряжается через эмиттерный переход плеча перезаряжается от исходного напряжения  Е_К к—Е_К через от­крытый транзистор и соответствующий резистор R1 или R2.





Пороговым напряжением является напряжение отпирание транзистора, составляющее доли вольта, поэтому обычно принимают U_пор  0. При достижении на­пряжения на конденсаторе (а значит, и на базе закрытого транзистора) U_пор схема переключается и начинается новый цикл. На выходах u_вых1 и u_вых2 формируются прямоугольные импульсы с противоположными фазами и дли­тельностями, определяемыми по формулам [16; 21]:

t_и1 = R₂C₂ ln(2E_K + I_K0 (R₂ – R_K2 ) ) / (E_K + I_K0 R₂ ) (6.20)

t_и2 = R₁C₁ ln(2E_K + I_K0 (R₂ – R_K1 ) ) / (E_K + I_K0 R₂ ) (6.21)
Если выполняются условия
E_K > I_K0 R₁ , E_K >> I_K0 R₂ , (6.22)
будем иметь

t_и1  0.7*R₂C₂ (6.23)

t_и2  0.7*R₁C₁ (6.24)
Длительность отрицательного фронта выходного импульса при запирания транзистора из-за заряда конденсатора через коллекторное сопротивле­ние равна

t ^-_ф1  3*R_К1C₁ (6.25)

t ^-_ф2  3*R_К2C₂ (6.26)


Длительность положительного фронта обычно принимают t⁺_ф 3_. Усло­вие насыщения открытого транзистора
R_1,2 _min R_KI,2 (6.27)
а максимальная скважность импульсов
Q_max = _min /3 +1 (6.28)
Рассмотренная схема может быть преобразована в ждущий генератор (одновибратор) (рис. 6.8, б). Из-за положительного смещения от источника


Е_см через делитель R_I, R₂ на базу VТ1 последний в ждущем режиме заперт (устойчивое состояние). При запирании VТ2 по цепи ПОС открывается VТ1.

Основные параметры рассчитываются аналогично схеме МВ. Время восста­новления в исходное состояние составляет t _вос  3*R_К1C .

В схеме ждущего генератора (рис. 6.8, в) ПОС осуществляется через общее эмиттерное сопротивление R_Э, а выходная цепь не связана с процессами перезаряда конденсатора, поэтому она имеет меньшую длительность t ^-_ф и меньшую зависимость процессов переключения от нагрузки.

Расчет выходных параметров импульсов ведется по формулам [16, 21]
t _и  0,7RC, (6.29)

t _вос ( 3…5)R_К1C. (6.30)

Автоколебательный мультивибратор на логических элементах И-НЕ представлен на рис. 6.9, а. Схема представляет собой два усилителя, охва­ченных перекрестными ПОС через времязадающие RС - цепи. Скачок напря­жения на выходе, например, первого логического элемента (ЛЭ) DD1 через конденсатор передается на вход второго ЛЭ DD2, устанавливая на его выходе ноль. При этом конденсатор С1 разряжается до нуля, восстанавливая свое исходное состояние, а С2 заряжается через резистор R2. При этом квазиустоичивое состояние схемы сохраняется до тех пор, пока уменьшающийся из-за заряда конденсатора С2 ток не приведет к уменьшению напряжения на входе DD2 до порогового значения. С этого момента схема переключается в другое квазиустойчивое состояние.

Длительность импульсов на выходах схемы определяется уравнениями [5, 16, 21]:
t_и1 =(R₂ + R¹_вых )С₂ ln((U¹_вых -U⁰_вых + U_R2 )/U_пор ) 

 (R₂ + R¹_вых )С₂ ln((U¹_вых /U_пор ) (6.31)
t_и2 =( R₁ + R¹_вых ) С₁ ln((U¹_вых - U⁰_вых + U_R1 )/U_пор ) 

 ( R₁ + R¹_вых ) С₁ ln((U¹_вых / U_пор ) (6.32)
где U¹_вых и U⁰_вых —напряжения логической единицы и логического нуля; U_R2 и U_R1 —падения напряжения на резисторах R1 и R2 от протекания входного тока I⁰_вх микросхемы при низком уровне входного сигнала; R¹_вых —выходное сопротивление микросхемы при высоком уровне входного напряжения.


Для исключения «жесткого» запуска мультивибратора, при котором оба ЛЭ могут иметь низкий уровень напряжения на выходе, в схему включаются элементы DD3 и DD4 (см. рис. 6.9, б). При этом если u_вых1 = u_вых2 = U⁰_вых, на выходе DD3 устанавливается 1, на выходе DD4—0, который, передаваясь на вход DD2, устанавливает на его выходе U¹_вых , исключая тем самым начальное нерабочее состояние.

Подобно схемам на дискретных элементах автоколебательный MB на ЛЭ может быть преобразован в схему ждущего MB (рис. 6.10, а). В этой схеме при

u_зап =0, u_вых1 = U⁰_вых, , u_вых2 = U¹_вых, конденсатор практически раз­ряжен. При поступлении короткого запускающего импульса элементы DD3 и DD1 переключаются, u_вых1 = U¹_вых,. Этo напряжение через конденсатор С передается на вход DD2, также переключая его. Это состояние сохраняется до тех пор, пока падение напряжения на входе DD2 от тока заряда конден­сатора не снизится до U_пор, После этого схема возвращается в исходное состояние, которое устанавливается после разряда конденсатора. Длительность

выходного импульса при R > > R¹_вых, [14]
t_и  RC ln((U¹_вых - U⁰_вых + U_R )/U_пор )  RС ln((U¹_вых /U_пор ) (6.33)
где U_R= I ⁰_вх R.

Более стабильно работают схемы ждущих MB с элементами задержки вынесенными из цепи ПОС (рис. 6.10, б). В исходном состоянии на выходе элемента DD2 — логическая единица, так как на его входе действуют взаимоинверсные сигналы, на выходе DD1 — логический нуль, так как на его Входах две единицы. Конденсатор С заряжен до напряжения U¹_вых . С при­водом короткого положительного запускающего импульса опрокидывается элемент DD4, затем элементы DD1, DD3 и DD2. На выходе элемента DD3 устанавливается логический нуль, который после окончания запускающего импульса поддерживает схему в квазиустойчивом состоянии. Конденсатор С разряжается через резистор R и выход открытого элемента DD3. Когда напряжение на нем уменьшится до порогового напряжения DD2, схема возвращается в исходное состояние, которое характеризуется восстановле­нием напряжения на конденсаторе С.

_ Длительность выходного импульса определяется приближенной фор­мой 16, 21]
t_и ( R + R⁰_вых ) С ln((U¹_вых / U_пор ) ( 6.34)
Схема автоколебательного MB на ОУ представлена на рис. 6.11 ,а. Схема скачком переходит из одного квазиустойчпвого состояния в другое при напряжении на конденсаторе С.





Напряжение же u_вых меняет свой знак при переключении схемы, принимая значения U⁺_{вых max} или U^-_{вых max} и формируя тем самым новое значение порога схемы.

Длительность квазиустойчивых состояний для положительного и отрицательного выходных импульсов [5, 21]

(6.35)

Для изменения частоты и скважности выходных импульсов можно по­дать в точку а напряжение Е или ввести ассиметрию вовремязадающую цепь (показано шгрихами).

Аналогичный принцип может быть использован и для построения на ОУ ждущего МВ (рис. 6.11, б). В ждущем режиме u_вых = U^-_{вых max} диод VD1 открыт и шунтирует конденсатор С. Напряжение на неинвертирующем входе определяется делителем на резисторах R1, R2 :



При подаче на вход положительного импульса выходное напряжение ОУ инвертируется, принимая значение U⁺_{вых max} , диод VD1 закрывается и начи­нается заряд конденсатора С через резистор R к напряжению U⁺_{вых max}. Это продолжается до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет напряжения на неинвертирующем входе, равного U_сь2 =  U⁺_{вых max} .

После этого схема возвращается в исходное состояние, определяемое перезарядом конденсатора от напряжения U_см2 до 0 .

Длительность выходного импульса определяется уравнением (6.35),

(6,36)
Блокинг-генераторы. В этом типе генераторов прямоугольных импульсов ПОС осуществляется при помощи импульсного трансформатора, связыва­ющего выходную и входную цепи транзистора. Основная схема блокинг-генератора (БГ) в автоколебательном режиме представлена на рис. 6.12. Параметры импульсов, генерируемых этой схемой, определяются следующими соотношениями [24].


Длительность фронтов выходного им­пульса
t_ф 2,3 * n_Б [_ ( 1 + (R^’_вх /R^’_н) + R^’_вх С) ], (6.37)
где n_Б = _Б /_К — коэффициент трансформа­ции; _Б ,_К — число витков базовой и кол­лекторной обмоток; R^’_н = R_н / n²_н , R^’_вх = R_вх / n²_Б —сопротивления нагрузки и вход­ное сопротивление транзистора, приведенные к коллекторной цепи; С_К —емкость коллек­торного перехода.

Длительность вершины зависит от соотношения между постоянными вре­мени _ транзистора и входной цепи _вх  (R_вых + R_д)С_Б , где R_вх.н - входное сопротивление транзистора в режиме насыщения.

Если _вх >> _ , то
t_и = L_((n_Б/ R_вх )- 1/ R^’_н ) . (6,38)

(L_ / С_Б )*(n_Б / R²_вх )+1
Если _вх << _, то
t_и  1- _/(n_Б С_Б R^’_н ) . (6,39)

1/_ +_/(n_Б L_ С_Б )
где L_ —индуктивность намагничивания.

Длительность паузы
t_п =CR ln(1+(U_СБmax /(E_K + I_K0 R ))) , (6.40)
где U_СБmax —максимальное напряжение на конденсаторе в начале паузы.

Генераторы пилообразном напряжения (ГПН). Этот тип генераторов составляет особый класс импульсных генераторов, в которых усилительные элементы для стабилизации тока заряда конденсатора, обеспечивающей ли­нейность нарастания напряжения на конденсаторе времязадающей цепи, работают в активном (усилительном) режиме, а состояние отсечки или насы­щения характерно для стадии восстановления напряжения исходного состо­яния конденсатора.

Схема ГПН с параметрическим токостабилизирующим элементом на тран­зисторе VТ2 приведена на рис. 6.13, п. Транзистор VТ1 предназначен для восстановления напряжения на конденсаторе С после его линейного разряда через транзистор VТ2.

Коэффициент нелинейности схемы [24]
 =(U_max R_Э /U_Б2 )*((1/ R_{вых Б2} )+ 1/ R_н ) (6,41)
где U_max  U_Б2 t_и /( R_Э С) — амплитуда выходною напряжения; R_выхБ2 1/h_22Б - выходное сопротивление транзистора VТ2, включенного по схеме с общей базой.


Длительность выходного импульса t_р определяется длительностью вход­ного, а время восстановления t_вос =3СR_K .

Схема ГПН с ПОС представлена на рис. 6.13, б. Коэффициент нелинейно­сти в ней равен [24]
 =U_max /E_K [(1-k_U )+ (C/ C₀ )+ (R /R_вх )], (6,42)
где k_U = R_Э /( h_11Э +R_Э)— коэффициент усиления по напряжению эмиттерного

повторителя; R_вх  R_Э — входное сопротивление эмиттерного повторителя.

Время восстановления исходного состояния
t_вос  (U_maxСR_Б )/( Е_K)+ 3C₀R₀. (6.43)

Схема ГПН с ООС представлена на рис. 6.13, в, где транзистор VТ2 — токостабилизирующии, а VТ1 — ключевой.

Коэффициент нелинейности этой схемы 124]
 (U_max /E_K )*(R/Е_K), (6,44)
а время восстановления t_вос =3СR_K1 .

Большой эффект для повышения качества работы ГПН дает примене­ние ОУ (рис. 6.14). Наиболее простая схема ГПН с ООС (рис. 6.14, и).



Её коэффициент нелинейности
  t_{и вх} /К_ОУ RС , (6,46)

а максимальная амплитуда выходного напряжения
U_max =-(U_{вых max} /RC)t_{и вх} ). (6,46)
В схеме рис. 6.14, б ОУ заменяет эмиттерный повторитель в схеме 6.13, б.

Задавая коэффициент усиления Коу с помощью резисторов R1 и R2, можно получить коэффициент нелинейности, близкий к нулю, если соблюдается соотношение [16]
R₂ /R₁ =С /C₀ +R/R_{вх ОУ} (6,47)
Значение минимального е определяется разбросом номиналов резисто­ров R1 и R2 и входного сопротивления R_{вх ОУ} .

Максимальная и минимальная амплитуды выходного напряжения [16]
U_max =(E_K / R_KC)t_{и вх} , (6,48)
U_min =-(E_см / R₂)*R₁ . (6,49)
Время восстановления пилообразного напряжения

t_вос  t_и /(( R_K  / R_Б )-1) , (6,50)
Схема автоколебательного ГПН с ООС приведена на рис. 6.14, в [16]. В ней ОУ DА1 работает как компаратор, а ОУ DА2 — как токостабилизирующий элемент, подобный схеме (рис. 6.14, а).

Максимальная амплитуда выходного сигнала в этой схеме
U_max =(2U_{вых max} / R₃)*R₄ , (6.51)
длительность рабочего хода
t_р = 2R₂С(R₄ /(R₃+R₄ )) ; (6.52)
длительность восстановления
t_вос = 2*(R₁R₂ /(R₁+R₂ ))*С* (R₄ /(R₃+R₄ )) ; (6.53)