ДМРЛ конспект. Назначение приемного устройства

• Название: Назначение приемного устройства
• Анкор: ДМРЛ конспект
• Дата: 24.01.2022
• Размер: 1.51 Mb.
• Имя файла: ДМРЛ конспект.docx
• Тип: Задача; #340092
• страница: 3 из 5

Стабильность зондирующего сигнала передающей системы ДМРЛ.

В настоящее время сформировались два основных направления повышения стабильности фазы зондирующего сигнала. Первое направление основано на принципе уменьшения влияния дестабилизирующих факторов. К ним относятся стабилизация питающих напряжений, ослабление влияния нагрузки и стабилизация мощности возбудителя в усилительных трактах, а также ослабление влияний других дестабилизирующих факторов таких, как температурный режим усилительных трактов, параметры окружающей среды (температура, давление, механические воздействия и др.). Второе направление заключается в использовании системы автоматической подстройки фазы. Метод повышения фазовой стабильности этого направления снижает нестабильность фазы колебаний на выходе усилительных трактов, вызванную всеми дестабилизирующими факторами.

Повышение стабильности фазы зондирующего сигнала за счет стабилизации питающих напряжений усилительных трактов СВЧ

Нестабильность напряжений питания электровакуумных усилительных приборов СВЧ является главной причиной нестабильности фазы. В таблице 1 приведена зависимость фазовой нестабильности от изменений питающих напряжений, а также от мощности возбудителя. Эти данные являются типичными для мощных усилительных трактов СВЧ на клистронах.

Таблица 1

Напряжение	Фазовая чувствительность
Катод - замедляющая система	15°на1%
Катод - управляющий электрод	2°на1%
Подогреватель	0,001° на 1%
Мощность возбуждения	2,2°на1дБ

Как следует из представленной таблицы, наибольшее влияние на фазовую нестабильность усилительных трактов СВЧ оказывают нестабильности ускоряющего и управляющего напряжений. Поэтому задача создания высокостабильных источников электропитания является приоритетной в деле повышения стабильности зондирующего сигнала.

Принципы построения высоковольтных источников напряжения

Высоковольтные источники могут быть построены по одной из следующих схемам:

1. 
   с непосредственной трансформацией напряжения на частоте сети электроснабжения;
   
2. 
   с промежуточным преобразованием предварительно выпрямленного сетевого напряжения на более высокую частоту и последующей его трансформацией.
   

Первый тип источников обладает наименьшей эффективностью из-за плохих массогабаритных показателей низкочастотного трансформатора и компонентов выходного фильтра, низкого быстродействия систем управления и защиты, плохой управляемости источника питания в целом. Существенным его недостатком является значительный запас энергии в выходном фильтре, что неприемлемо при пробоях в нагрузке.

Проблема улучшения эффективности решается в источниках питания второго типа за счет повышения частоты преобразования. Однако специфика высоковольтных источников питания ограничивает выбор метода преобразования.

Выбор и обоснование метода преобразования напряжения

В различных схемах инверторов широко используются классические методы преобразования с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). В этих устройствах токи и напряжения имеют форму, близкую к прямоугольной. Это приводит к росту динамических потерь, обусловленных рассеянием энергии, запасенной в паразитных реактивностях, сквозным тока­м в ключах инвертора и рассеянием энергии за время перехода ключевого элемента (транзистора или транзисторного модуля) из закрытого состояния в открытое и обратно.

Преимущества подобных преобразователей этого типа трудно реализовать именно в высоковольтных источниках вторичного электропитания, содержащих повышающий трансформатор с большим коэффициентом трансфор­мации n. Паразитная межвитковая емкость вторичной обмотки, которая, как правило, составляет несколько сотен пикофарад, пересчитывается к выходу инвертора умножением на . Поэтому средний ток холо­стого хода инвертора может превышать даже полезную составля­ющую тока нагрузки в несколько раз, а импульсный ток - еще на один порядок. Рост тока объясняется перезарядом паразитной емкости на каждом цикле переключения транзисторов и приводит к необходимости использовать в качестве ключей более мощные и соответственно более дорогие приборы. Выходной выпрямитель так­же работает в сложных условиях из-за «жесткого» восстановления диодов резкими перепадами токов и напряжений.

Преобразователи с импульсным регулированием создают высо­кий уровень импульсных помех. Даже тщательный монтаж, экра­нировка и применение ВЧ-фильтров, приводящих к значительному увеличению массы и объема преобразователя, не избавляют от них. Из-за малой длительности импульсов спектр электромагнитных по­мех оказывается весьма широким.

Таким образом, рассмотренный тип преобразователя не обес­печивает высокой эффективности. С учетом вы­сокого уровня мощности, коммутируемой транзисторами, а также низкого КПД из-за больших динамических потерь создание таких преобразователей мощностью больше 1 кВт не представляется целесообраз­ным.

В значительной степени свободны от этих недостатков источники питания с резонансными преобразователями напряжения. По принципу дей­ствия их можно разделить на три группы.

1. Квазирезонансные, в которых резонансный контур образуется совместно с выходной емкостью силового ключа. Прин­ципы накопления, передачи энергии и регулировки напряжения подобны традиционным преобразователям с ШИМ. Переключение транзисторов происходит в режиме нулевого напряжения, что сни­жает динамические потери. Остальные перечисленные недостатки ключевых источников питания присущи и квазирезонансным устройствам.

2. Преобразователи класса Е. Это ключевой каскад уси­ления мощности, выходные характеристики которого формирует колебательный контур, меняющий свои параметры в момент ком­мутации. Ток через ключ и напряжение на нем приблизительно си­нусоидальные, что обеспечивает снижение динамических потерь. Форма напряжения на входе выпрямителя близка к прямоугольной. Это не дает возможности уменьшить динамические потери в выпрямителях, возникающие при обратном восстановлении дио­дов. Основной недостаток – напряжение на закрытом ключе пре­вышает напряжение питания в 3,6 раза, что не дает оснований рекомендовать эти преобразователи для сетевых источников питания.

3. Преобразователи с последовательным колебательным кон­туром, используемым для формирования тока и напряжения приблизительно синусоидальной формы. Их основные преимуще­ства над классическими импульсными преобразователями с прямо­угольной формой напряжения и тока следующие:

1. 
   Возможность переключения транзисторов при нулевых токах и напряжениях, что приводит к снижению динамических потерь и существенному повышению общего КПД преобразователя.
   
2. 
   Форма тока, близкая к синусоиде, позволяет уменьшить шири­ну спектра и ослабить уровень радиопомех в таких ИВЭП на 15… 20 дБ по сравнению с ШИМ-инверторами. Упрощается решение задач обеспечения как внутренней, так и внешней электромагнит­ной совместимости.
   
3. 
   Отсутствие больших импульсных токов, связанных с переза­рядом паразитной емкости вторичной обмотки высоковольтного трансформатора. Эта емкость пересчитывается через квадрат ко­эффициента трансформации в формирующий контур параллельно его емкости и не приводит к росту потерь в ключах.
   
4. 
   Облегченный режим работы выпрямителя вследствие «мягко­го» восстановления диодов.
   
5. 
   Работа с синусоидальным напряжением на выходе позволяет применить эффективное подавление высокочастотных пульсаций путем многофазного сложения напряжений нескольких каналов.
   
6. 
   Наличие последовательного резонансного контура придает ре­зонансным преобразователям свойства естественного ограничения тока, мягкость выходной характеристики и возможность их парал­лельной или последовательной работы на общую нагрузку для по­лучения необходимых энергетических характеристик.
   
7. 
   Возможность регулировки выходного напряжения изменением ча­стоты преобразования (по входу инвертора).
   

На основании опыта разработки и исследования мощных высоковольтных источников питания можно рекомендовать применение резонансных инверторов с последовательным LC контуром в качестве основного функци­онального узла. При требуемой мощности более 500 Вт целе­сообразно для достижения максимальной эффективности использовать мостовую схему инвертора с последовательным формирующим контуром в диагонали (рисунок 5).


Рисунок 5 Схема мостового резонансного преобразователя

На рисунке 5 приняты обозначения:

VT1...VT4 - ключевые транзисторы;

L, С — последовательный формирующий контур;

Rн – сопротивление нагрузки;

Сds – паразитная емкость сток-исток;

Сadd – добавочная емкость.
Нагрузка R_н подключена параллельно емкости контура С. Как правило, она представляет собой высоковольтный высокочастотный трансформатор со схемой двухполупериодного выпрямления и фильтром пульса­ций выпрямленного напряжения. Формирующий контур выполняет функцию трансформатора сопротивления нагрузки и фильтра первой гармоники прямоугольного напряжения. Система управления формирует управляющие напряжения для каждого транзистора таким образом, что на контуре образуется последовательность симметричных двуполярных прямоугольных импульсов с амплитудой, приблизительно равной напряжению питания Е.

Более совершенным вариантом этой схемы является резонансный преобразователь с П-образным формирующим контуром, реализующий переключение транзисторов инвертора при нулевом напряжении (см. рис.1, пунктир). Временные диаграммы работы представлены на рис.2. Теоретические исследования, подтвержденные экспериментом, показали значительное превосходство данной схемы над традиционными по критерию эффективности: синусоидальная форма тока и сформированная с помощью контура "мягкая" траектория переключения транзисторов позволили практически до нулевого значения снизить динамические потери не только в инверторе, но и в высоковольтном выпрямителе. Как следствие стало возможным использование в качестве ключей инвертора не только МДП-транзисторов, но и относительно «медленных» биполярных транзисторов с изолированным затвором вплоть до частоты 200кГц

.
Рис. 6 Временные диаграммы работы преобразователя. U_упр2,3, U_упр1,4 – управляющие напряжения на затворах соответствующих транзисторов; U_ав – напряжение между точками а и в (см. рис. 4.3.3), i – контурный ток, i_s – контурный ток в момент начала "мягкого" переключения.

Нагрузочная, амплитудно-частотная и регулировочная характеристики резонансного преобразователя для коэффициента пере­дачи контура в резонансе приведены соответственно на рисунках 4.3.5 - 4.3.7.



Рисунок 7 Нагрузочная характеристика резонансного преобразователя
Fp - резонансная частота контура при минимальной нагрузке,

К(Fp, R) - коэффициент передачи контура на резонансной частоте в зависимости от нагрузки R.



Рисунок 8. АЧХ резонансного преобразователя
F - частота возбуждения контура,

K1(F) и K(F) - зависимости коэффициентов передачи контура по первой гармонике и сумме гармоник от частоты,

K_p - коэффициент передачи контура в резонансе при минимальной расчетной нагрузке R_{n min}.


Рисунок 9 Частотные регулировочные характеристики резонансного преобразователя

F_up(R_n)/F_p - нормированная зависимость от сопротивления нагрузки частоты отстройки «вверх» при условии сохранения на постоянном уровне выходного напряжения ИВЭП;

F_dn(R_n)/F_p - то же при отстройке «вниз».

Регулировать и стабилизировать выходное напряжение резонансного ИВЭП при изменении величины нагрузки и напряжения питания можно одним из следующих способов:

1. 
   регулируя напряжение питания Е на резонансной частоте, например, при наличии на входе корректора коэффициента мощности;
   
2. 
   регулируя частоту коммутации ключевых транзисторов относительно резонансной частоты формирующего контура;
   
3. 
   частотно-импульсным методом.
   

Первый способ реализуем при небольших изменениях сопротивления нагрузки, так как из-за больших контурных токов в режи­ме, близком к холостому ходу, эффективность резонансного преобразователя сильно снижается. Наиболее универсальным и более эффективным методом регулировки и стабилизации выходного напряжения явля­ется частотный способ. Вид АЧХ контура (см. рисунок 4) позволяет представить себе две возможности частотной регулировки — отстройку частоты преобразования либо вверх, либо вниз относительно ре­зонансной. При проектировании резонансных преобразователей необходимо учитывать особенности низко­добротных контуров (Кр = 1,4... 3).

Режим работы с отстройкой частоты вниз способен обеспечить диапазон регулировки выходного напряжения при постоянной нагрузке не более 10%, что вызвано наличием побочного максимума на резонансной кривой
(см. рисунок 4). Формирующий контур в этой области создает емкостную реакцию, поэтому за время открытого состояния ключевых транзисторов одной из диагоналей преобразователя, контурный ток успевает перейти через ноль и изменить направление протекания на противоположное. Помимо инверсной работы ключевого транзистора, это приводит к открыванию встроенного диода (см. рисунок 1). Поскольку последний восстанавливается медленно ( ), к моменту переключения транзисторов диоды смежных приборов остаются открытыми, что приводит к возникновению сквозных токов, значительным потерям, а иногда и выходу ключевых транзисторов из строя.

Режим регулировки с отстройкой частоты вверх принципиально не позволяет работать на резонансной частоте контура Fp из-за большой разницы между этой частотой и точкой максимума АЧХ (см. рисунок 4).

Для обеспечения простоты и надежности СУ, а также достиже­ния максимальной эффективности высоковольтных источников питания большой мощности, целесообразно использовать режим работы с отстройкой частоты вверх относительно Fp.

Таким образом, вариант построения мощного высоковольтного источника по принципу резонансного преобразования напряжения на высокой частоте является наиболее перспективным. По опыту построения аналогичного передатчика в АРЛК «Лира-А10» подавление местных предметов обеспечивается на уровне более 50 дБ.

4.3.6.5 Выбор частоты преобразования

Вернемся к вопросу о выборе частоты преобразования. Увеличение этого параметра желательно по следующим причинам:

1. 
   для уменьшения массогабаритных параметров таких основных элементов, как силовые трансформаторы, дроссели формирующего контура, емкости этого контура, емкости фильтра;
   
2. 
   для уменьшения уровня пульсаций выходного напряжения.
   

Ограничивающими факторами для частоты преобразования являются следующие:

1. 
   рост динамических потерь в ключах инвертора;
   
2. 
   рост потерь на переключение выпрямительных диодов;
   
3. 
   рост потерь на перезаряд паразитных емкостей и индуктивностей, на перемагничивание сердечников трансформаторов и дросселей;
   
4. 
   рост потерь за счет проявления скин-эффекта, потерь в диэлектриках и на излучение с проводников достаточно больших размеров.
   

Существующая в настоящее время элементная база и в первую очередь переключающие транзисторы типа MOSFET и IGBT, высокочастотные выпрямительные диоды и ферромагнитные материалы для сердечников высоковольтных силовых трансформаторов таковы, что следует признать оптимальным диапазон частот преобразования от 100 до 300 кГц. В дальнейшем для разработки инверторов высоковольтного ИП принимается частота преобразования 100 кГц.

4.3.6.6 Общая структурная схема высоковольтного ИП.

В качестве основного функционального узла мощного высоковольтного источника питания решено использовать резонансный преобразователь напряжения с последовательным колебательным контуром и частотной регулировкой напряжения на правом наклонном участке АЧХ.

Практика показывает, что трансформацию, выпрямление и фильтрацию напряжения высокой частоты целесообразно выполнять в едином трансформаторно-выпрямительном модуле (ТВМ). Такое объединение позволяет минимизировать паразитные параметры, значительно улучшить электромагнитную совместимость и массогабаритные характеристики источника питания.

Выходное напряжение формируется путем суммирования выпрямленных напряжений с отдельных обмоток трансформатора. Количество трансформаторов определяется требуемым напряжением источника. Анализ всех видов потерь в высокочастотных высоковольтных трансформаторах и их последующий позволил спроектировать наиболее приемлемую конструкцию ТВМ по критериям максимального КПД и минимальных габаритов. Тем не менее, основными факторами, определяющими оптимальную рабочую частоту и эффективность ТВМ, являются характеристики применяемых ферромагнитных и электроизоляционных материалов. Лучшие из них позволяют достичь КПД модуля 98% при мощности 3 кВт и выходном напряжении 15кВ. При этом удельная объемная мощность ТВМ в условиях естественной конвекции составляет 900 Вт/дм³.

Рис. 9 - структурная схема высоковольтного источника

ускоряющего напряжения.

Т
акие свойства резонансного преобразователя как высокая частота преобразования, синусоидальная форма напряжения и тока, эффективная система стабилизации, возможность многофазного суммирования мощности позволяют достичь необходимой стабильности выходного напряжения без громоздких ламповых регуляторов, LC-фильтров и с минимальной запасенной энергией на выходе источника
На рис. 9 приведена структурная схема высоковольтного источника питания. Выпрямленное напряжение трехфазной сети подается на два резонансных преобразователя ПН1, ПН2 с формирующими контурами ФК1, ФК2, соответственно. Преобразователи работают со сдвигом фазы 90, в результате чего частота пульсаций в четыре раза превышает частоту преобразования, обеспечивая более эффективное подавление пульсаций ускоряющего напряжения при одинаковом значении фильтрующей емкости.

Максимально расчетная мощность каждого преобразователя напряжения составляет 1,5 кВт, трансформаторно-выпрямительного модуля – 3кВт.

ФС – фильтр сетевой; ИПЦУ – источник питания цепей управления; ПН – преобразователь напряжения; ФК – формирующий контур; ТВМ – трансформаторно-выпрямительный модуль; ДН – делитель напряжения.