Реферат Дипломный проект 111 с., 15 рис., 5 табл., 15 источников, 7 приложения

• Название: Реферат Дипломный проект 111 с., 15 рис., 5 табл., 15 источников, 7 приложения
• Дата: 24.12.2022
• Размер: 0.52 Mb.
• Имя файла: vysokochastotnyj_priemnyj_trakt.docx
• Тип: Реферат; #861892
• страница: 2 из 7

2.1 Выбор схемы малошумящего усилителя
В соответствии с выше приведенными соображениями необходимо, чтобы малошумящий усилитель отвечал следующим техническим требованиям:

коэффициент усиления не менее 20 дБ;

коэффициент шума не более 3 дБ;

динамический диапазон не менее 90 дБ,

центральная частота 808 МГц.

кроме этого имел высокую стабильность характеристик, высокую надежность работы, малые габариты и вес.

Принимая во внимание предъявляемые к малошумящему усилителю требования, проведем рассмотрение возможных вариантов решения поставленной задачи. При рассмотрении возможных вариантов учтем те условия, в которых будет эксплуатироваться приемо-передающий модуль (размещение на борту летательного аппарата и воздействие внешних факторов, таких как перепад температур, вибрации, давление и т.д.). Проанализируем малошумящие усилители, выполненные с применением различной элементной базы.

Самыми малошумящими из усилителей СВЧ являются в настоящее время квантовые парамагнитные усилители (мазеры), которые характеризуются чрезвычайно низкими шумовыми температурами (менее 20^оК) и, как следствие, весьма высокой чувствительностью. Однако в состав квантового усилителя входит криогенная система охлаждения (до температуры жидкого гелия 4,2^оК), имеющая большие габариты и массу, высокую стоимость, а также громоздкую магнитную систему для создания сильного постоянного магнитного поля. Все это ограничивает область применения квантовых усилителей уникальными радиосистемами – космической связи, дальней радиолокации и т.п.

Необходимость миниатюризации радиоприемных устройств СВЧ диапазона, повышения их экономичности, уменьшения стоимости привели к интенсивному применению малошумящих усилителей на полупроводниковых приборах, к которым относятся полупроводниковые параметрические, на туннельных диодах и транзисторные усилители СВЧ.

Полупроводниковые параметрические усилители (ППУ) работают в широком диапазоне частот (0,3…35ГГц), имеют полосы пропускания от долей до нескольких процентов от центральной частоты (типичные значения 0,5…7%, но могут быть получены полосы до 40%); коэффициент передачи одного каскада достигает 17…30дБ, динамический диапазон входных сигналов 70…80дБ. В качестве генераторов накачки используются генераторы на лавинно-пролетных диодах и на диодах Ганна, а также на транзисторах СВЧ (с умножением и без умножения частоты). Полупроводниковые параметрические усилители являются самыми малошумящими из полупроводниковых и вообще из всех неохлаждаемых усилителей СВЧ. Их шумовая температура находится в интервале от десятков (на дециметровых волнах) до сотен (на сантиметровых волнах) градусов Кельвина. При глубоком охлаждении (до 20^оК и ниже) по шумовым свойствам они сравнимы с квантовыми усилителями. Однако система охлаждения увеличивает габариты, массу, потребляемую мощность и стоимость ППУ. Поэтому охлаждаемые ППУ находят применение в основном в наземных радиосистемах, где требуются высокочувствительные радиоприемные устройства, а габариты, масса, потребляемая мощность не столь существенны.

К достоинствам ППУ по сравнению с усилителями на туннельных диодах и транзисторах СВЧ помимо лучших шумовых свойств следует отнести способность работать в диапазоне более высоких частот, большее усиление одного каскада, возможность быстрой и простой электронной перестройки по частоте (в пределах 2…30%). Недостатками ППУ являются наличие СВЧ-генератора накачки, меньшая полоса пропускания, большие габариты и масса, значительно большая стоимость, в отличие от транзисторных усилителей СВЧ.

Усилители на туннельных диодах имеют по сравнению с другими полупроводниковыми усилителями меньшие габариты и массу, определяемые главным образом габаритами и массой ферритовых циркуляторов и вентилей, меньший уровень потребляемой мощности и широкую полосу пропускания. Они работают в диапазоне частот 1…20ГГц, имеют относительную полосу пропускания 1,7…65% (типичные значения 3,5…18%), коэффициент передачи одного каскада 6…20дБ, коэффициент шума 3,5…4,5дБ на дециметровых волнах и 4…7дБ на сантиметровых, динамический диапазон входных сигналов составляет 50…90дБ. Усилители на туннельных диодах применяются в основном в устройствах, где на малой площади необходимо разместить большое количество легких и малогабаритных усилителей, например в активных фазированных антенных решетках. Однако в последнее время усилители на туннельных диодах из-за присущих им недостатков (сравнительно высокий коэффициент шума, недостаточный динамический диапазон, малая электрическая прочность туннельного диода, сложность обеспечения устойчивости, необходимость развязывающих устройств) интенсивно вытесняются транзисторными усилителями СВЧ.

Основные преимущества полупроводниковых малошумящих усилителей – малые габариты и масса, малое энергопотребление, большой срок службы, возможность построения интегральных схем СВЧ – позволяют использовать их в активных фазированных антенных решетках и в бортовой аппаратуре. Причем наибольшую перспективу имеют транзисторные усилители СВЧ.

Успехи в развитии физики и технологии полупроводников сделали возможным создание транзисторов, обладающих хорошими шумовыми и усилительными свойствами и способных работать в диапазоне СВЧ. На основе этих транзисторов были разработаны СВЧ малошумящие усилители.

Транзисторные усилители в отличие от усилителей на полупроводниковых параметрических и туннельных диодах являются не регенеративными, поэтому обеспечить их устойчивую работу значительно проще, чем, например, усилителей на туннельных диодах.

В МШУ СВЧ применяются малошумящие транзисторы, как биполярные (германиевые и кремниевые), так и полевые с барьером Шоттки (на кремнии и арсениде галлия). Германиевые биполярные транзисторы позволяют получить меньший коэффициент шума, чем кремниевые, однако последние более высокочастотны. Полевые транзисторы с барьером Шоттки превосходят биполярные транзисторы по усилительным свойствам и могут работать на более высоких частотах, особенно арсенид-галлиевые транзисторы. Шумовые характеристики на относительно низких частотах лучше у биполярных транзисторов, а на более высоких – у полевых. Недостатком полевых транзисторов являются высокие входное и выходное сопротивление, что затрудняет широкополосное согласование.

Чтобы транзистор работал в диапазоне СВЧ, надо сильно сократить размеры его активных областей (особенно базы, затвора), а также минимизировать паразитные элементы р-п-переходов и реактивности корпуса и выводов. Это, естественно, связанно со значительными технологическими трудностями. Теоретический предел усиления биполярных транзисторов 10…15ГГц, а полевых транзисторов с барьером Шоттки на арсениде галлия – примерно 90ГГц. Биполярные транзисторы применяются в основном на частотах до 4…5 ГГц, полевые транзисторы – на частотах выше 8 ГГц, а в промежуточной области частот используются и те, и другие транзисторы.

В настоящее время транзисторные МШУ СВЧ изготавливаются в основном в виде гибридных интегральных схем на диэлектрических подложках с навесными активными элементами. Транзисторы используются как в корпусном, так и в бескорпусном исполнении. Бескорпусные транзисторы по сравнению с корпусными имеют меньшие линейные размеры и в них минимизированы паразитные элементы. Такие транзисторы способны работать на более высоких частотах, хотя их монтаж в схему технологически более сложен.

Изложенные выше соображения позволяют наметить стратегию синтеза малошумящего усилителя на полевом транзисторе, в монолитном интегральном исполнении.
2.2 Выбор элементной базы
Как сказано выше преселектор состоит из двух полосовых фильтров, двух переключателей и МШУ. Требуемые технические параметры на эти элементы изложены ранее. Произведя обзор по отечественной и зарубежной элементной базе, были выбраны следующие элементы с параметрами, отвечающие требуемым техническим параметрами.

Характеристики фильтра М4553-804:

центральная частота - 804 МГц

потери в полосе пропускания - 2.2 дБ

полоса пропускания - 16 МГц

полоса пропускания по уровню – -30дБ – 47 МГц

входное и выходное сопротивление – 50 Ом

Характеристики переключателя SSW-124 [7]:

потери в прямом включении – 0.7 дБ

потери в обратном включении – 50 дБ

время переключения – 3 нс

управляющее напряжение – 5 В

входное и выходное сопротивление – 50 Ом

Характеристики МШУ MGA – 86563 [7]:

коэффициент усиления – 20 дБ

коэффициент шума на частоте 800 МГц – 2 дБ

Характеристики МШУ MGA – 86563 приведены в приложении С.
2.3 Расчет схемы малошумящего усилителя
К
ак было выбрано ранее МШУ построим на основе модуля MGA – 86563. Схема электрическая принципиальная приведена на рисунке 2.1. Типовая схема включения приведена на рисунке 2.2[7]:
Рисунок 2.1 Схема электрическая принципиальная MGA-86563.


Рисунок 2.2 Типовая схема включения

В схеме включения в качестве линии передачи используются микрополосковые линии. На входе и выходе микросхемы включены разделительные конденсаторы С1 и С2, для подавления постоянной составляющей напряжения. Номиналы конденсаторов С1 и С2 выбираются таким образом чтобы на рабочей частоте они имели сопротивление на порядок меньше чем сопротивление микрополосковой линии 50 Ом, т.е. порядка несколько Ом. Номиналы емкостей С1, С2 рассчитываются по формуле 2.3.1:
(2.3.1)
где ωо – рабочая частота, рад/сек.

По формуле 2.1. получаем что С1=С2 > 39 пФ.

Возьмем номинал конденсатора из стандартного ряда С1=С2=100 пФ. Сопротивление нагрузки R1 возьмем из рекомендаций, т.е. R1=50 Ом. Напряжение питания микросхемы 6 В.

В цепи питания стоят два фильтра, один фильтр образованный С3 и L2 предназначен для устранения паразитной обратной связи по первой промежуточной частоте 5 МГц по цепям питания. Индуктивность L2 рассчитывается по формуле 2.3.2, исходя из того что сопротивление индуктивности на 5 МГц было больше 100 Ом:
(2.3.2)


где fпр= 5 МГц – первая промежуточная частота.

Выбираем L2= 10 мкГн.

Емкость конденсатора С3 рассчитывается по формуле 2.3.3:
(2.3.3)


где R=100 Ом – сопротивление индуктивности на частоте 5 МГц

Выбираем из ряда номинальных величин С3=0,047 мкФ

Другой фильтр, образованный С4 и четвертьволновым замкнутым шлейфом, предназначен для устранения паразитной обратной связи по высокой частоте 808 МГц по цепи питания. Размеры четвертьволнового замкнутого шлейфа рассчитаны в пункте 2.4. Номинал конденсатора рассчитывается по формуле 2.3.3, частота задается 808 МГц. Получаем С4=100 пФ.

Индуктивность L1 выбираем рекомендованную дл частоты 800 МГц, равную 10 нГн.
2.4 Расчет микрополосковой линий
Обычно применяемая в СВЧ ИС микрополосковая линия представляет собой несимметричную полосковую линию, заполненую диэлектриком с высокой относительной диэлектрической проницаемостью ε. Конструктивно МПЛ выполняют в виде диэлектрической подложки, на одну сторону которой наносят проводящую полоску в виде пленки металла, а другую полностью покрывают металлической пленкой, которая служит проводящей (заземленной) поверхностью.

Волновое сопротивление МПЛ W зависит от ε и соотношения размеров линии ω/h :
(2.4.1)
где W – волновое сопротивление МПЛ,

ε – диэлектрическая проницаемость подложки,

ω – ширина МПЛ,

h – толщина МПЛ.

В качестве подложки используется материал электроизоляционный фольгированный МИ1222-1-35-1,5-1 класс толщиной h=0.8 мм и с диэлектрической проницаемостью ε=5.5 [8]. Из формулы 2.4.1 получим требуемое значение ω для получения заданной величины волнового сопротивления W=50 Ом.
(2.4.2)
рассчитаем ω:

МПЛ нуждается в экранировке. Обычно СВЧ ИС для экранировки, а также для защиты от механических повреждений помещают в металлический корпус. Расстояние от его стенок до поверхности подложки с полосковыми проводниками должно быть в 4-5 раз больше толщины подложки, при этом влияние корпуса на электрические параметры МПЛ будет малым.

Рассчитаем четвертьволновой замкнутый шлейф. Длина волны в свободном пространстве выражается по формуле 2.4.3:
(2.4.3)
где с = 300000 км/c – скорость света,

f=808 МГц – рабочая частота.

Так как длина волны в МПЛ меньше в свободном пространстве, то пересчитаем длину волны, из графика [9] отношение λо/λв = 2.Тогда длина четверть волнового замкнутого шлейфа равна:
(2.4.4)
Ширина четвертьволнового шлейфа та же что и МПЛ, т.е. ω=1.2 мм.

3. Расчет смесителя


3.1 Выбор схемы смесителя
В приемниках длинных, средних, коротких и метровых волн рационально использовать транзисторные преобразователи частоты. В приемниках дециметровых волн можно применять преобразователи с транзисторными и диодными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесителями. Приемники сантиметровых и миллиметровых волн имеют преобразователи с диодными смесителями. В разрабатываемом приемнике рабочая длина волны 37 см, т.е. дециметровый диапазон, тогда по выше приведенным рекомендациям будем осуществлять синтез транзисторного смесителя, так как диодные смесители имеют больший коэффициент шума и меньший коэффициент усиления что в конечном итоге отразится на уменьшении чувствительности приемника.

Одним из важнейших узлов приемника является смеситель, осуществляющий функцию переноса спектра частот в ту или иную область. В диапазоне СВЧ биполярные транзисторы используются до частот 4..6 ГГц, на более высоких частотах лучшие показатели имеют ПТШ. В зависимости от схемы построения смесители делятся на небалансные (НБС), называемые еще однотактными, и балансные (БС), или двухтактные. Однако НБС в современных приемниках РЛС применяются весьма редко, так как имеют ряд недостатков по сравнению с БС. Ниже рассмотрим преимущества БС. Основным преимуществом является способность подавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получения низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот, а также позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну, что позволяет увеличить скрытность работы пассивной РЛС.

Балансные схемы в основном делают в интегральном исполнении [6]. Для балансных преобразователей используются дифференциальные каскады (рисунок 3.1).

К
оллекторное напряжение на смесительные транзисторы VT1 и VT2 подано через среднюю точку катушки индуктивности выходного резонансного контура, настроенного на промежуточную частоту. Токи i1 и i2 транзисторов VT1 и VT2 через выходной контур текут встречно, и выходное напряжение пропорционально их разности. Напряжение гетеродина на смесительные транзисторы подано через транзистор VT3 синфазно. Поэтому токи i1 и i2 с частотой гетеродина, его гармоник и составляющие токов шумов гетеродина, имеющие в обоих транзисторов одинаковые фазы, взаимно компенсируются и не создают напряжения в выходных цепях. Под действием напряжения гетеродина меняется крутизна характеристики каждого из транзисторов VT1 и VT2.
Рисунок 3.1 Схема балансного смесителя.

Напряжение сигнала действует на транзисторы смесителя противофазно, поэтому составляющие тока промежуточной частоты также противофазны. Эти токи в выходном контуре текут встречно, поэтому составляющие промежуточной часты складываются.

Также в балансном преобразователе, как и в балансном усилителе, происходит компенсация четных гармоник преобразуемого сигнала. В частности, в балансном преобразователе компенсируются помехи с частотами полузеркальных каналов.

Балансная схема является аналоговым перемножителем напряжений, построенным по методу переменной крутизны, т.е. на основе зависимости крутизны транзистора от тока эмиттера. Такая схема не балансна по одному из напряжений, одно из них проходит на выход. Схема двойного балансного смесителя для напряжений сигнала и гетеродина приведена на рисунке 3.2. Смеситель построен на основе трех дифференциальных транзисторных пар. Напряжение Uc подано на транзисторные пары VT1, VT2 и VT3, VT4 крутизна характеристик которых меняются под действием напряжения Uг с помощью транзисторов VT5 и VT6. На тразисторы каждой пары напряжение сигнала подается противофазно, а напряжение гетеродина – синфазно на оба транзистора одной пары, но противофазно для разных пар. Токи всех транзисторов определяются ГСТ на транзисторе VT7, напряжение на базе которого стабилизировано цепью из резистора R1 и транзистора VT8 в диодном включении.
Р
исунок 3.2. Смеха двойного балансного смесителя.
Основными параметрами балансного смесителя являются:

Рабочий диапазон частот;

Динамический диапазон;

Коэффициент шума N;

Подавление напряжения входного сигнала на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sс;

Подавление напряжения гетеродина на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sг_;

Коэффициент передачи по мощности K_.

Рассмотрев различные варианты схемы построения смесителя остановимся на двойной балансной схеме смесителя в интегральном исполнении.
3.2 Выбор элементной базы
Произведя обзор по отечественной и зарубежной элементной базе был выбран наиболее подходящий смеситель. Сверхширокополосный монолитный интегральный смеситель М43209, применяется в качестве двойного балансного преобразователя частоты, имеет следующие параметры [9]:

Рабочий диапазон частот – 15-1000 Мгц;

Динамический диапазон – не менее 80 дБ;

Коэффициент шума N – не более 8 дБ;

Подавление напряжения входного сигнала на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sс – не менее 20 дБ;

Подавление напряжения гетеродина на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sг – не менее 20 дБ_;

Коэффициент передачи по мощности K – не менее 7 дБ_.
3.3 Расчет смесителя
Синтез смесителя как было сказано выше произведем на основе сверхширокополосного монолитного интегрального смесителя М43209, его схема приведена на рисунке 3.3.

Возьмем за основу типовую схему включения, но при этом внесем некоторые изменения. Так как гетеродинный вход дифференциальный, то на вход дополнительно включим трансформатор, чтобы можно было использовать синфазный сигнал гетеродина, таким образом напряжение на гетеродинах входах будет противофазно. На сигнальный вход будем сразу подавать противофазный сигнал с ПАВ – фильтра, так что отпадает необходимость использовать трансформатор. На выходе смесителя поставим резонансный контур. Схема включения приведена рисунке 3.4:

Рисунок 3.3. Схема электрическая принципиальная М43209.






6

7

2

1

3

14

C6

D1

13

11

9

8

12

R5

C3

R4

C4

4

5

R3

«ГЕТ 2 »

10

C7

«ВИ 080 »

+9 В


R1








C1

T1




C5




C2

Выход


T2

Вход




Сигнал подается на дифференциальный вход модуля (выводы 6,7 ). Сигнал гетеродина подается также на дифференциальный вход (выводы 1,2 ). Резистор R1 служит для согласования выхода гетеродина и входа смесителя. Конденсаторы С1 и С2 являются разделительными и служат для развязки смесителя и гетеродина по постоянному току. Номиналы конденсаторов рассчитываются по формуле 2.1, получаем что С1=С2>39 пФ. Возьмем номиналы конденсаторов из стандартного ряда С1=С2=470 пФ. Трансформатор Т1 служит для получения противофазного сигнала. Индуктивность обмоток рассчитывается по формуле 3.2.1:
(3.3.1)
где ωо – рабочая частота, рад/сек,

L – индуктивность обмоток.
мкГн
На выходе модуля (выводы 10,12) цепочки R3, С3 и R4, С4 является фильтрами нижних частот, предназначенные для фильтрации частоты гетеродина и несущей. Частота среза фильтра должна быть больше 5 МГц, чтобы не давилась промежуточная частота. Возьмем частоту среза fc=80 Мгц. Номиналы резисторов R3=R4=50 Ом, так как микросхема для устойчивой работы должна быть нагружена на 50 Ом. Исходя из этого рассчитаем номиналы конденсаторов С3 и С4 по формуле 3.2.2:
(3.3.2)

где R=R3=R4=50 Ом,

fс=80 МГц – частота среза.
Ф
Индуктивность обмоток выберем таким образом, чтобы резонансный контур, состоящий из индуктивности обмоток и С3, С4 были настроены на промежуточную частоту 5 МГц. Соединение обмоток трансформатора Т2, приведенные на рисунке 3.4, обеспечивает симметрию схемы и два несимметричных выхода. Индуктивность обмоток рассчитывается по формуле 3.2.3:
(3.3.3)
где L – индуктивность обмоток,

С=С3=С4=36 пФ – емкость контура,

fпр=5 МГц – промежуточная частота.
Гн
Емкости С5, С6 и индуктивность проводов служат фильтрами по высокой частоте 5 МГц в цепи питания. Индуктивность выбирается исходя из условия, что на высокой частоте оно имеет большое сопротивление порядка 1000 Ом.

Номиналы емкости рассчитываются по формуле .
Ф
Из ряда номинальных величин выбираем С5=С6=470 пФ

Емкость С7 и индуктивность проводов служит фильтром для низкой частоты в цепи питания. Индуктивность выбирается исходя из условия, что на низкой частоте оно имеет большое сопротивление порядка 1000 Ом. Номинал емкости С7 такой же, что и в цепи питания МШУ, т.е С7=0.047 мкФ.

4. Результаты экспериментального исследования