II. Расчёт элементов схемы модели однофазного инвертора и параметров вычислителя условного прогноза.
1. При анализе мощных преобразователей можно пренебречь падением напряжения на силовых ключах и запаздыванием их переключений. В первом приближении не будем учитывать индуктивности рассеяния Lσ1,2 дросселя LF и индуктивности рассеяния Lσ1,2,3 согласующего трансформатора TV с NTP ≠ 0.
2. Выходной сглаживающий фильтр в следящих инверторах не является накопителем электрической энергии. Он обеспечивает только подавление с заданным коэффициентом, пульсаций несущей частоты, так что обычно можно ограничиться простым однозвенным LC-фильтром (рис. 1). Он имеет три характерные частоты: υ – несущая или модуляции, ω0 – круговая резонансная контура фильтра, Ω – круговая отслеживаемая или реферируемая. В следящих инверторах с высоким качеством выходного напряжения они достаточно сильно разнесены: Ω << ω ≤ υ.
3. Это позволяет ввести дальнейшие упрощения на основе допущений квазистатичности и хорошей фильтрации. По первому из них, вместо периода выходной частоты, на котором заполнение, или точнее скважность «γ» модуляции, является переменной величиной, рассматривается совокупность различных статических режимов, на каждом из которых заполнение неизменно. По второму, можно пренебречь пульсациями тока нагрузки и рассматривать эдс этой пульсации в каждом статическом режиме, как независимый источник тока «j», значение знака которого совпадает с соответствующим локальным значением основной составляющей гармоники тока нагрузки [см. часть I].
4. По результатам сделанных допущений, исходную схему инвертора можно заменить схемой, в которой транзисторный коммутатор заменён блоком умножения, выходная цепь – идеальным LC-фильтром, а нагрузка – источником тока «j», вызываемого эдс пульсации. Идеальный трансформатор TV исключен из схемы, при этом выходные ток и напряжение изменены на коэффициент трансформации NTP. На каждом пробном режиме, отображающим тот или иной отрезок реального процесса с низкочастотными синусоидальными функциями, значение этого источника тока постоянно. По принципу наложения, действие его может быть отображено соответствующим изменением начального тока индуктивности, так что для анализа системы дифференциальных уравнений, остаётся только совокупность режимов идеального холостого хода инвертора.
5. Проведённая замена исходных режимов совокупностью пробных режимов холостого хода, означает ужесточение требований к системе управления. Собственное затухание на потерях фильтра и нагрузке улучшает устойчивость, а локальная неустойчивость на каком-либо отрезке при отслеживании низкочастотной синусоиды, не приводит к аварийным последствиям. Показатели холостого хода хорошо характеризуют следящий инвертор при различных видах нагрузки локально, т.е. на коротких интервалах, содержащих несколько тактов модуляции, где вносимое нагрузкой затухание проявляется слабо. Высокая скорость отработки ошибки ±ε(t), необходимая в следящих инверторах, обеспечивается системой управления независимо от характера и вида нагрузки.
6. Принципиальная схема модели тетра-инвертор со следящей системой управления с вычислителем условного прогноза, представлена на рис 1. Нормируем и выбираем масштабы для моделирования:
MU = 100 [B], MI = 100 [A], MT = 103 [cек], MF=1[Гц], MR = 1 [Ом],
MP = MU·MI = 100 [B]·100 [A] = 10·103 [BA].
7. Положим базовые частоты инвертора: Ω = 50 [Гц], υ ≈ 8 [кГц].
Напряжение постоянного питания и номинальное сопротивление нагрузки:
− PНОМ =1; RH =  = 1[Ом]; U =  = =2.35 [B].
− RH = RH·[NTP]2 =1[Ом]·22 = 4 [Ом] – однофазная базовая нагрузка.
− T =  = 0.02 [сек] − период cигнала задания.
− h =  = 0.125·10−3 [сек] - период несущей частоты модуляции или шаг условного прогноза.
8. Коэффициент трансформации трансформатора NTP = 2. Индуктивность намагничивания согласующего трансформатора TV положим:
Lμ ≥ 20·10−3 [Гн]. Величину ёмкостных накопителей полагаем
CP1 = CP2 = 30·10−3 [Ф]. Защитная и ограничивающая пусковые токи индуктивность входного магнитносвязанного фильтра по питанию, положим: LP1 = LP2 ≥ 0.02·10−3 [Гн].
9. Для обеспечения физической реализации формулы прогноза, на тригонометрическую функцию cos(ωh), являющуюся коэффициентом усиления по третьему входу −KU усилителя YC1 вычислителя и входящую в формулу прогноза, накладываются строгие ограничения, а именно:  ≤ cos(ωh) <  , sin(ωh) > 0. Выбираем нормированное расчётное локальное время: ωh =  ≈ 1.047.
10. Предварительная собственная круговая резонансная частота:
ω0 =  ≈ 8.3733·103 [рад−1].
11. Положим общую индуктивность L магнитносвязанного дросселя LF фильтра, включённого по первичной стороне трансформатора TV, равной общей индуктивности рассеяния магнитных элементов и дополнительной индуктивности, необходимой для расчёта и уменьшения влияния рассеяния: L = LF ≈ 0.5·10−3 [Гн].
12. Для уменьшения коэффициента пульсации и повышения «гладкости» синусоидальной кривой выходного напряжения
uН, и с учётом коэффициента трансформации, выбираем ёмкость конденсатора фильтра по первичной стороне: C =[NTP]2·CF = 0.24·10−3 [Ф]. Тогда, расчётная ёмкость конденсатора, подключённого к выходной обмотке трансформатора: CF =   = 60·10−6 [Ф].
13. По формуле Томпсона ω2L·C = 1, для последовательного резонансного контура высокочастотного фильтра при таких параметрах, его собственная круговая частота:
ω0 =  =2.887·103[рад−1].
 55.2·10−6 [сек], f0 =  ≈ 18.2·103 [Гц].
14. Волновое сопротивление резонансного контура фильтра:
ρ =  = 1.4434[Ом].
15. Соотношение частот: (ωh) = (ω0h) = 2.887·103·0.125·10−3 ≈ 0.361.
Частота несущей при выбранном шаге условного прогноза,
ω0h = 2.887·103 ·0.125·10−3 ≈ 0.361.
16. Коэффициенты усиления сборного суммирующего усилителя YС1:
K1 =  − (1 − 0.9356) ≈ − 0.0644.
K2 = − [Ki ·NTP] = − [ρ·sin(ωh)]·NTP = − [1.4434·sin 0.3609]·2 =
= − 1.4434·0.35312·2 ≈ − 0.35312·2 ≈ − 1.02;
K3 = − Kυ = − cos(ωh) = − cos 0.3609 = − 0.9356;
Перед коэффициентами К2 и К3 должен стоять знак «−», необходимый для обеспечения замыкания контура регулирования по току и напряжению, так чтобы обеспечить отрицательную обратную связь по току и напряжению.
17. Постоянные времени интеграторов AZ1-1 и AZ2-1 блока локального времени БЛВ.
• По первому способу:
TP1 = TP2 = =
= 0.34641·10−3 ≈ 0.35·10−3 [сек].
• По второму способу:
TP1* = TP2* =  = 0.3464·10−3 ≈ 0.35·10−3 [сек].
Видим, способы для определения постоянных времени интеграторов или длительности текущего локального времени, эквивалентны.
Выбираем расчётную длительность с учётом коэффициента трансформации (см. часть II):
TP1 = TP2 =  ≈ 2·0.35·10−3 = 0.7·10−3 [сек].
18. Длительности импульсов одновибраторов ОВ1 и ОВ2, вырабатываемых для "обнуления" интеграторов и запускаемых передними фронтами логических сигналов. Вырабатываемые одновибраторами длительность импульсов составляет не более 0.5% от длительности постоянных времени интеграторов [см. 17], тогда:
ТI1 = ТI2 =  = 0.005·NTP·TP1 = 0.005·2·0.35·10−3 =
= 0.0035·10−3 ≥ 4·10−6 [сек].
19. Сигнал синусоидального задания в параметрах программы моделирования: е^ = K1·sin(Ωt). Относительная амплитуда задания:
К1 = 3.1[B]; начальный сдвиг кривой синусоиды задания: TF = 0.0 [сек]; период задающей частоты: TP = 20·10−3 [сек]. Параметры фильтра модели принимаем: LF = 0.5·10−3 [Гн], CF = 0.06·10−3 [Ф].
III. Модель тетра-инвертора и вычислителя условного прогноза в терминологии программ "ELTRAN".
1. Название модели: [Tetra7].
'1-фазный тетра-инвертор с ШИМ-2 и условным прогнозом,
с трансформатором Nтр=2, ключи работают без пауз'
Масштаб тока-1.
Масштаб напряжения-1.
Масштаб времени-1.
Имя KT-TETRI2
BLOCK E1;
'Блок силовой инвертора'
EP NY=1,0 BX1=X,PSEP,I1;
CP1 C=30.E-3 NY=2,0 U=2.35;
CP2 C=30.E-3 NY=22,0 U=2.35;
LMP1 M=0.01E-3 NY=1,2;
LMP2 M=0.009998E-3,0.01E-3 NY=1,22;
LM1 M=0,0,0.5E-3 NY=2,3;
LM2 M=0,0,0.49998E-3,0.5E-3 NY=5,22;
LM3 M=0,0,0,0,20.E-3 NY=3,4 I=0.1;
LM4 M=0,0,0,0,19.9998E-3,20.E-3 NY=6,5 I=0.1;
LM5 M=0,0,0,0,39.9998E-3,39.9998E-3,80.E-3 NY=7,8 I=0.1;
CF C=0.06E-6 NY=7,8;
RH R=4.0 NY=7,8;
KT1 NY=4,0 S=7;
VD1 NY=0,4 S=7;
KT2 NY=6,0 S=7;
VD2 NY=0,6 S=7;
END E1;
BLOCK I1;
'Блок источников'
PSEP K1=2.35;
SINZ-1 K1=3.1 TF=0.0 TP=20.E-3;
END I1;
BLOCK F1;
'Система управления и вычислитель условного прогноза'
YCI K1=1. K2=-1. BX1=I,KT1,E1 BX2=I,KT2,E1;
YCS K1=1. K2=-1. BX1=U,KT1,E1 BX2=U,KT2,E1;
AZ1-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,YCS X=0.;
AZ2-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,AZ1 X=0.;
AK1-2 BX1=X,AZ1 BX3=S,OR1;
AK2-2 BX1=X,AZ2 BX3=S,OR1;
YC1 K1=-0.0644 K2=-1.02 K3=-0.9356 BX1=X,YCS BX2=I,CF,E1 BX3=U,CF,E1;
YC2 K1=1. K2=1. BX1=X,YC1 BX2=X,SINZ,I1;
KM1-0 K1=1. BX1=X,AZ2 BX2=X,YC2 S=0;
NOT1 BX1=S,KM1 S=1;
OB1 TI=4.E-6 BX1=S,KM1 S=0;
OB2 TI=4.E-6 BX1=S,NOT1 S=0;
OR1 BX1=S,OB1 BX2=S,OB2 S=0;
'Блок логических автоматов диодов и силовых ключей'
AKCKT1-9 BX1=S,KT1,E1 BX2=S,KM1;
AKCKT2-9 BX1=S,KT2,E1 BX2=S,NOT1;
KMUIVD1-0 K1=1. BX1=2,VD1,E1 BX2=1,VD1,E1;
KMUIVD2-0 K1=1. BX1=2,VD2,E1 BX2=1,VD2,E1;
ADVD1-9 BX1=S,VD1,E1 BX2=1,KMUIVD1;
ADVD2-9 BX1=S,VD2,E1 BX2=1,KMUIVD2;
END F1;
&&&&&&
&&&&&
IV. Кривые токов и напряжений и текущее локальное время прогноза при пуске и различных режимах работы тетра-инвертора.
1. Кривые токов и напряжений и сигнала текущего локального времени прогноза и при работе модели тетра-инвертора в номинальном и предельных режимах. Здесь:
• XSINZ − Синусоидальное задание
е^ по напряжению с нормированной амплитудой К1 = 3.1 [В, ампл], нулевым фазовым сдвигом
TI = 0.0 [сек] и с периодом TP = 20·10−3 [сек].
• URH – Сформированное инвертором, почти «гладкая» синусоида выходного напряжения на базовой нагрузке RH = 4 [Ом].
• XYCI – Выходной сигнал усилителя, суммирующего мгновенные токи IKT1 и IKT2 силовых ключей ветвей тетра-инвертора, снимаемых с соответствующих датчиков тока DI1 и DI2, и образующих общий пилообразный ток
iL инвертора.
• XYCS – Выходной сигнал усилителя, суммирующего мгновенные напряжения UKT1 и UKT2 на силовых ключах ветвей, снимаемых с соответствующих датчиков напряжения DU1 и DU2, и образующих знакопеременное напряжение питания фильтра.
2. В результате происходит произведение постоянного напряжения питания U на обобщённую коммутационную функцию S = sign [+1, −1], т.е. импульсное питание инвертора равно: ±u = SU. Одновременно с этим, по передним фронтам коммутационной функции, соответствующими гальванически развязанными оптодрайверами, формируются сигналы управления силовыми ключами.
• XAZ2 – Выходной сигнал второго интегратора AZ2-1, отсчитывающего текущее локальное время на шаге h = 0.7·10−3 [сек] условного прогноза, т.е. формирующего сигнал, пропорциональный второй производной на интервалах шага прогноза текущего выходного синусоидального напряжения.
3. Предельные режимы работы:
− близкий к холостому ходу (ХХ), при величине относительной нагрузки RH = 20 [Ом], инвертор при этом нагружен всего на 20%;
− близкий к короткому замыканию (КЗ), при величине относительной нагрузки RH = 0.8 [Ом], инвертор при этом имеет 5-ти кратную перегрузку.
4. Расчётный шаг условного прогноза рассогласования:
h = TP1 = TP2 = 0.7·10−3 [сек]. Частота несущей или модуляции ключевого коммутатора, определяется по шагу прогноза:
fMOD = = 1.43·103 [Гц].
5. Выбран трехобмоточных повышающий разделительный трансформатор TV с коэффициентом трансформации NTP = 2.
6. На рис. 5 представлен режим работы тетра-инвертора, близкий к КЗ, т.е. при эквивалентном сопротивлении нагрузки:
RH.КЗ =  0.8[Ом]. Режим "тяжёлой", 80%-й перегрузки длится
15 [мсек], после окончания выходное напряжение восстанавливается в течении ≤ 2.8 [мсек].
6. На рис. 6 представлен режим работы тетра-инвертора, близкий к XX, т.е. при эквивалентном сопротивлении нагрузки:
RH.XX =  = 3.33[Ом]. Режим «сброса» 70%-й нагрузки от номинала, длится 15[мсек], после окончания выходное напряжение восстанавливается в течении ≤ 0.7[мсек].
 Рис 2. Кривых тока, напряжения и локального времени при напряжениях питания U = 2.35[B], задания
e^ = 3.1[B] и нагрузке RH = 4 [Ом].
Рис 3. Пуск и работа при напряжении задания
e^ = 3.1[B] и 20% от номинальной нагрузки, т.е. режим, близкий к ХХ, при RH = 20 [Ом].
Рис 4. Пуск и работа при напряжении задания
е^ = 3.1 [B] и при 5-ти кратной перегрузке, т.е. при режиме, близком к КЗ, при RH = 0.8 [Ом].
Рис 5. Питание U = 2.35[B], задание
еm = 3.1 [B], в момент времени
tКЗ = 5 [мсек] происходит 80%-й наброс нагрузки от номинальной.
Рис 6. Питание U = 2.35 [B], задание
еm = 3.1[B], при tКЗ = 5 [мсек] скачком происходит 80%-й сброс нагрузки от номинальной.
V. Схема модели 3-х фазного тетра-инвертора с вычислителем условного прогноза для каждой фазы.
1. Схема модели 3-х фазного тетра-инвертора c вычислителями условного прогноза в каждой фазе, представлена на рис 7.
2. Приведены схемы подключения 3-х фазных нагрузок к выходам тетра-инвертора. Симметричная трёхфазная нагрузка включена "звездой с нулём", на фазные напряжение и треугольником, на линейные напряжения. В кружках указаны номера вершин дерева графа силового блока схемы модели.
3. Управление тетра-инвертором отдельно по фазам, осуществляется задающей трёхфазной системой синусоидального напряжения.
4. Однофазные трансформаторы TV1 – TV3 в каждой фазе, можно выполнить в виде одного трёхфазного трёхстержневого трансформатора, рассчитанного на стандартную рабочую частоту 50Гц, с учётом допустимой амплитуды пульсации кривой выходного напряжения. Это значительно упрощает и облегчает конструкцию преобразователя.
5. Двухобмоточные магнитосвязанные фильтры в каждой фазе выполнять лучше отдельно, а не в виде одного трёхстержневого магнитопровода с тремя зазорами. При перегрузках фаз и в аварийных режимах при сверхтоках, из-за уменьшения частоты модуляции, может "замагнититься" стержень, по обмоткам которого протекает аварийный ток, т.е. амплитуда индукции стержня может выйти из допустимой и рабочей зоны. При этом возможно появление искажений и разрывов в кривой формируемого выходного напряжения этой фазы.
6. Для простоты, параметры каждой фазы трёхфазного инвертора и соответствующих фазных вычислителей прогноза, выбираем одинаковыми и такими же, как и для рассчитанного выше однофазного тетра-инвертора.
Рис 7. Схема модели 3-х фазного тетра-инвертора с вычислителями условного прогноза в каждой фазе.
|
Скачать 360.87 Kb.