VARAKIN_Поиск и синхронизация ШПСcorr. Прием информаций и неопределенность во времени и по частоте в широкополосных системах связи

• Название: Прием информаций и неопределенность во времени и по частоте в широкополосных системах связи
• Дата: 06.04.2022
• Размер: 244.26 Kb.
• Имя файла: VARAKIN_Поиск и синхронизация ШПСcorr.docx
• Тип: Документы; #446101
• страница: 1 из 3

Поиск и синхронизация ШПС

1.Особенности поиска и синхронизация ШПС

Прием информаций и неопределенность во времени и по частоте в широкополосных системах связи

Назначение любой системы связи, в том числе и широкополосной, заключается в приеме (выделений) передаваемой информаций.

Прием ШПС, несущих информацию, в ШСС осуществляется и на фоне помех, т.е для приема информаций необходимо выделять ШПС из помех. Прием ШПС, как впрочем, и любих других сигналов, осуществляется с помощью оптимальных приемников, минимизирующих вероятность ошибки. Структура оптимального приемника зависит от вида передаваемой информаций (фазовая или частотной манипуляция и т. п) и от степени “известности” сигнала в точке приема. ( когерентный или некогерентный прием и т.п)

Но в любом случае в состав оптимального приемника входить согласованный фильтр или коррелятор и решающее устройство. Согласованный фильтр или коррелятор служат для оптимального приема ШПС, а решающее устроиство определяет символ передаваемой информаций.

Рассмотрим для примера случай передачи и приема двоичной информаций с помощью противоположных сигналов ( фазовая модуляция-ФМ ). Оптимальный приемник состоит из согласованного фильтра или коррелятор (CФ), решающего устройство (РУ), а также синхронизатора ( C ).



15.1. Прием информации и неопределенность по времени и по частоте в широкополосных системах связи

Назначение любой системы связи, в том числе и широкополосной, заключается в приеме (выделении) передаваемой информации. Прием ШПС, несущих информацию, в ШСС осуществляется и на фоне помех, т. е. для приема информации необходимо выделять ШПС из помех. Прием ШПС, как, впрочем, и любых других сигналов, осуществляется с помощью оптимальных приемников, минимизирующих вероятность ошибки. Структура оптимального приемника зависит от вида передаваемой информации (фазовая или частотная манипуляция и т. п.) и от степени «известности» сигнала в точке приема (когерентный или некогерентный прием и т. п.). Но в любом случае в состав оптимального приемника входит согласованный фильтр или коррелятор и решающее устройство. Согласованный фильтр или коррелятор служат для оптимального приема ШПС, а решающее устройство определяет символ передаваемой информации.

Рассмотрим для примера случай передачи и приема двоичной информации с помощью противоположных сигналов (фазовая манипуляция — ФМ). Оптимальный приемник (рис. 15.1) состоит из соласованного фильтра (СФ), решающего устройства   а также синхронизатора   назначение которого будет объяснено в дальнейшем.



Рис. 15.1. Схема оптимального приемника при неизвестной задержке сигнала

Согласованный фильтр согласован с ШПС, который переносит информацию. Если используется   то импульсная характеристика согласованного фильтра



где а — некоторая постоянная, Т — длительность ШПС. Для передачи «1» информации используется сигнал   для передачи   информации используется обратный (противоположный) сигнал —   Напряжение на выходе согласованного фильтра представляет

собой автокорреляционную функцию (АКФ) ШПС, с которым фильтр согласован. Максимум АКФ на выходе согласованного фильтра

где Е — энергия ШПС, а максимум имеет место в момент окончания ШПС. Решающее устройство должно в момент окончания сигнала принять решение: какой сигнал был передан   или   т. е. выдать решение, какой информационный символ (1 или 0), был передан. Но для того, чтобы принять решение в момент окончания сигнала, надо знать (или предварительно измерить) момент прихода сигнала и момент его окончания. В теории оптимального приема при определении структурных схем оптимальных приемников сначала полагают, что все параметры принимаемого сигнала, в том числе и его запаздывание по времени, в точке приема известны. В этом случае оптимальный приемник для приема ФМ действительно содержит только согласованный фильтр и решающее устройство. Но в реальных условиях в начале сеанса связи время запаздывания сигнала неизвестно. Его надо измерить и ввести в том или ином виде в решающее устройство.

На рис. 15.2 приведены временные диаграммы, поясняющие процесс принятия решения при приеме ФМ сигналов. На рис. 15.2, а представлено напряжение на выходе согласованного фильтра 



Рис. 15.2. Диаграммы, поясняющие процесс принятия решения (выделения информации)

Оно представляет последовательность АКФ сигнала   Для простоты изображены идеальные АКФ в виде треугольных импульсов с длительностью основания   Поскольку длительность ШПС равна Т, то АКФ следуют с интервалом, равным Т. Таким образом, база ШПС равна  . На рис. 15.2, а изображена передаваемая информационная последовательность   в соответствии с которой АКФ принимают либо положительное, либо отрицательное значение. Первая АКФ запаздывает относительно

начала координат на время   Поэтому решающее устройство должно принимать решение в моменты времени   Если момент времени   неизвестен в месте приема, а именно так и обстоит дело в реальных системах связи, то оптимальный приемник должен помимо согласованного фильтра и коррелятора содержать также синхронизатор (С на рис. 15.1), который измеряет время задержки   и определяет моменты времени   в которые и принимаются решения. На рис.   изображена последовательность синхроимпульсов   которые с выхода синхронизатора подаются на решающее устройство. Длительность импульсов   должна быть много меньше длительности пика АКФ, а середина этих импульсов должна приходиться на максимум АКФ, что и позволяет принять решение о переданном информационном символе в момент окончания ШПС.

Таким образом, оптимальный приемник при неизвестной задержке ШПС в точке приема должен выполнять две функции:

1) измерение времени задержки   в начале приема информации (этот процесс называется также поиском ШПС по времени);

2) создание меток времени, соответствующих окончанию ШПС, и обеспечение совпадения (синхронности) меток с центром АКФ на выходе согласованного фильтра (этот процесс называется синхронизацией ШПС).

Согласованный фильтр, как и все пассивные фильтры, является устройством, инвариантным к задержке ШПС: задержка АКФ равна задержке ШПС и при любой задержке ШПС на выходе согласованного фильтра всегда будет АКФ от ШПС на входе. Тем не менее, для приема информации необходим синхронизатор, обеспечивающий поиск ШПС (точнее, поиск центрального пика АКФ) и последующую синхронизацию моментов окончания ШПС (максимумов АКФ) с отсчетными моментами.

Коррелятор является эквивалентом согласованного фильтра при приеме сигнала с известной задержкой с точки зрения помехоустойчивости приема: и коррелятор, и согласованный фильтр обеспечивают одинаковую помехоустойчивость. Но коррелятор не явля-. ется устройством, инвариантным к задержке ШПС. Напряжение на выходе коррелятора



где   — время задержки ШПС на входе приемника,   время задержки опорного ШПС в генераторе относительно начала координат, а — постоянная, см. (15.1). Лишь при   напряжение на выходе коррелятора

совпадает с максимумом, который имеет место на выходе согласованного фильтра (15.2). Но, если   то   (оно совпадает с соответствующим значением бокового типа АКФ), т. е. на

выхоре при неизвестном времени задержки необходимо производить его измерение.

На рис. 15.3 представлена схема оптимального приемника для приема двух противоположных сигналов (ФМ), выполненного на основе коррелятора. Он состоит из перемножителя (X), интегратора   генератора ШПС (ГШПС), решающего устройства (РУ) и синхронизатора 



Рис. 15.3. Схема оптимального корреляционного приемника с синхронизатором

Перемножитель, интегратор и генератор представляют собой коррелятор, решающее устройство принимает решение об информационном символе, а синхронизатор обеспечивает поиск ШПС (измерение времени задержки   и последующую синхронизацию. Напряжение на вход синхронизатора поступает с интегратора. Если измеренное время задержки не совпадает с истинным (напряжение на выходе интегратора не превышает заранее установленный порог), то синхронизатор изменяет время задержки ШПС в генераторе ШПС. Кроме того, синхронизатор должен обеспечить включение и выключение интегратора (момент   а также подачу отсчетных импульсов на решающее устройство. Если длительность ШПСТ, а длительность центрального пика   то всего имеется

интервалов неопределенности по задержке. Поэтому в процессе поиска ШПС синхронизатор должен обеспечить перестройку задержки ШПС в генераторе от нуля до   с интервалом  . Как только задержка ШПС на входе совпадет с задержкой ШПС в генераторе, напряжение на выходе интегратора превысит установленный порог и синхронизатор останавливает процесс поиска ШПС и переходит к осуществлению процесса синхронизации отсчетных моментов с моментами окончания ШПС, а решающее устройство начинает принимать решения о символах передаваемой информации.

Таким образом, и в оптимальном приемнике с согласованным фильтром (см. рис. 15.1), и в оптимальном корреляционном приемнике (см. рис. 15.3) при неизвестной задержке ШПС необходим синхронизатор, который сначала осуществляет поиск ШПС, а затем синхронизацию. Основное отличие синхронизаторов обоих приемников заключается в том, что синхронизатор корреляционного приемника должен изменять задержку ШПС в ГШПС, а процесс поиска ШПС в корреляционном приемнике осуществляется путем просмотра всех интервалов неопределенности. Поэтому время поиска ШПС в корреляционном приемнике может в В раз согласно (15.5) превышать время поиска ШПС в оптимальном приемнике с согласованным фильтром. При больших базах ШПС подобное увеличение

времени поиска ШПС может быть чрезмерным, и поэтому необходимо применять методы более быстрого поиска ШПС. В то же время согласованные фильтры на большие базы являются очень сложными устройствами и их реализация затруднительна. Поэтому для их обеспечения быстрого поиска ШПС и относительной простоты оптимальных приемников на практике используются комбинированные методы приема, основанные на совместном применении и согласованных фильтров (на малые базы), корреляторов.

Необходимо отметить, что синхронизаторы в оптимальных приемниках (рис. 15.1, 15.3), измеряющие время задержки ШПС, а затем осуществляющие синхронизацию, во многом подобны устройствам автоматического сопровождения по дальности (АСД), применяемым в радиолокационных станциях. В ШСС подобные устройства называются схемами слежения за задержкой (ССЗ) или схемами автоматической подстройки времени (АПВ). Поэтому для анализа и синтеза оптимальных измерителей можно использовать методы, широко развитые в радиолокации. Эти вопросы подробно будут рассмотрены в дальнейшем.

В точке приема может быть неизвестна и частота принимаемого сигнала. Неопределенность по частоте вызывается или нестабильностями частоты задающих генераторов передатчика и приемника, или доплеровским смещением частоты из-за движения приемника относительно передатчика, или и тем и другим. На рис. 15.4 приведена частотно-временная плоскость, на которой штриховкой отмечены части плоскости с распределенной энергией ШПС.



Рис. 15.4. Неопределенность ШПС по времени и по частоте

Несущая частота ШПС равна   его длительность Т, а ширина спектра   Неизвестная задержка первого ШПС равна   Если несущая частота ШПС точно равнялась бы значению   то энергия всех ШПС распределялась бы в полосе между значениями частот от   до   Однако из-за доплеровского смещения частоты (а также из-за других возможных причин) несущие частоты ШПС могут отличаться друг от друга, что и отражено на рис. 15.4, на котором несущая частота первого ШПС равна   где   доплеровское смещение частоты. При этом ШПС могут занимать

полосу от   до   где   ширина частотного интервала, соответствующего доплеровскому смещению частоты.

Таким образом, при неизвестной задержке и неизвестной частоте синтезатор оптимального приемника должен осуществить поиск ШПС по времени и по частоте, а затем обеспечить синхронизацию по этим параметрам, которые могут изменяться во времени. Отметим, что поиск и синхронизация по частоте обеспечиваются устройствами автоматической подстройки частоты (АПЧ), в основе которых лежит фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ). Поэтому синхронизатор при неизвестных времени задержки и частоте ШПС должен содержать комбинации ССЗ и ФАПЧ.

Поиск и синхронизация ШПС является серьезной проблемой теории и техники ШСС, поскольку быстрый поиск и устойчивая синхронизация обеспечивают надежный прием информации. Поэтому решению проблемы поиска и синхронизации ШПС уделяли серьезное внимание многие исследователи (см., например, книги [5—8, 13, 15, 16, 95—99] и библиографию, приведенную в этих книгах, а также журналы [67, 68]). Несмотря на принципиальную ясность вопросов измерения и синхронизации (см. упомянутые книги, а также основополагающие труды по оптимальным измерителям [1, 56, 57, 73, 75, 93, 100—102], до сих пор многие вопросы поиска и синхронизации ШПС остаются открытыми. В первую очередь, не решена окончательно задача построения оптимального синхронизатора с максимальным быстродействием при минимальных потреблениях мощности, массе и габаритов, обеспечивающего поиск и синхронизацию ШПС с большими и очень большими базами  . В этом направлении известен ряд методов, но считать решенной эту задачу нельзя.

Как следует из приведенных рассуждений, синхронизатор должен обеспечивать поиск ШПС, а затем его синхронизацию. Оба эти процесса происходят при воздействии шумов или помех (преднамеренных или системных). Поэтому и процесс поиска, и процесс синхронизации сопровождаются ошибками. Следовательно, необходимо так выбирать параметры синхронизатора, чтобы минимизировать ошибки измерения. Прежде всего необходимо выяснить, от чего зависят ошибки измерения. Ответ на этот вопрос дает статистическая теория приема сигналов и измерения их параметров, основы которой были заложены академиком В. А. Котельниковым 

 ПОИСК И СИНХРОНИЗАЦИЯ ШПС ПО ВРЕМЕНИ

17.1. Автоматическая подстройка времени

В реальных условиях при приеме информации в начале сеанса связи несущая частота сигнала и его время задержки в точке приема неизвестны. Поэтому необходимо провести поиск и синхронизацию ШПС по частоте и по времени. На рис. 17.1 приведена схема приемника, предназначенного для приема двоичной информации. Он состоит из стандартной части (ПР), включающей преобразователь частоты, усилитель промежуточной частоты, гетеродин. Эта часть приемника не рассматривается, так как она не влияет на поиск и синхронизацию ШПС. Кроме того, приемник включает схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) и автоподстройки времени (АПВ) первый перемножитель   и информационный коррелятор (ИК) Последний состоит из второго перемножителя   интегратора ( ), решающего устройства (РУ), генератора   и генератора синхроимпульсов (ГСП).



Рис. 17.2. Схема когерентной АПВ



Рис. 17.1. Корреляционный приемник с ФАПЧ и АПВ

Фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ) осуществляет поиск и синхронизацию по частоте. На выходе ФАПЧ имеется восстановленное значение несущей частоты сигнала в диапазоне промежуточных частот. Поэтому на выходе первого перемножителя ШПС переведен в область видеочастот. Таким образом, ФАПЧ обеспечивает синхронный прием информации при условии точной синхронизации по времени, которую в свою очередь осуществляет АПВ. После поиска ШПС по времени (измерение задержки   обеспечивает синхронизацию ГШПС и ГСИ по времени, что необходимо для выделения информации.   поступают на вход второго перемножителя, на выходе которого модуляция по ШПС отсутствует. Короткие синхроимпульсы от ГСИ с частотой   где Т — длительность ШПС, управляют работой интегратора и решающего устройства.

Совместно ФАПЧ и   представляют собой синхронизатор (С). И ФАПЧ, и АПВ являются одноканальными следящими измерителями (рис. 15.16). Предположим, что ФАПЧ обеспечивает

достаточную точность восстановления несущей. Поэтому допустим, что неизвестным является только время задержки ШПС. Поиску и синхронизации ШПС по времени посвящено много работ, см., например, [5—8, 13, 16, 16, 67, 68, 96—99, 102, 105, 106]. На основе этих работ в гл. 15 были приведены основные свойства следящих измерителей. Поскольку в данном параграфе рассматривается поиск и синхронизация ШПС по времени, то приведем основные схемы и параметры следящих измерителей времени, которыми и являются АПВ.

На рис. 17.2 представлена схема когерентной АПВ, предназначенной для поиска и синхронизации фазоманипулированных (ФМ), сигналов [7, 8, 15, 98], более точно для поиска и синхронизации М-последовательностей или близких к ним псевдослучайным последовательностям (ПСП). На схеме рис. 17.2 не показаны элементы схемы поиска и схемы захвата, изображенные на рис. 15.16. Для данного материала они не являются принципиальными. Схема   представленная на рис. 17.2, является когерентной, так как для нормальной работы такой схемы необходимо восстанавливать частоту с точностью до начальной фазы. Так как схема предназначена для ПСП, то регистр сдвига (РС) из   каскадов является генератором ПСП длиной   и длительностью   то — длительность одного импульса ПСП. Сигнал с выхода второго перемножителя приемника, схема которого изображена на рис. 17.1, поступает на вход   на два перемножителя (см. рис. 17.2). На другие входы перемножителя подаются   каскада регистра сдвига. Поэтому ПСП имеют сдвиг, равный то. Напряжения с выходов перемножителей поступают на сумматор   который по сути дела выполняет функции вычитающего устройства, так как на один вход сумматора напряжение поступает с плюсом, а на другой — с минусом. С выхода сумматора напряжение поступает на усилитель с коэффициентом усиления К, затем на фильтр   затем на управляющий элемент (УЭ), а затем на управляемый генератор (УГ). Цепочка УЭ и УГ преобразует сигнал ошибки (напряжение) в фазу тактовых импульсов, снимаемых с выхода УГ. Тактовые импульсы с частотой   поступают на регистр сдвига.

Два перемножителя, сумматор и регистр сдвига образуют дискриминатор, точнее, временной дискриминатор. На рис. 17.3 представлены характеристики дискриминаторов. На рис. 17.3,а и   изображены центральные пики идеальных АКФ ПСП (к ним близки АКФ М-последовательностей), снимаемых с   каскада регистра сдвига (рис. 17.3 а) и с   каскада. Между ними сдвиг по времени, равный  . На рис.   изображена характеристика дискриминатора (рис. 17.2). Ее линейная часть имеет ширину то в интервале   Если ПСП на входе АПВ совпадает с ПСП от   каскада регистра сдвига, то на выходе сумматора напряжение равно —1. Если ПСП на входе АПВ совпадает с ПСП от   каскада регистра сдвига, то напряжение на выходе сумматора равно 1. В промежуточном случае оно равно 0.

Отклонение напряжения на выходе сумматора является сигналом ошибки, который усиливается затем усилителем, проходит через фильтр (экстраполятор на рис. 15.15) и через УЭ и УГ изменяет моменты появления (фазы) тактовых импульсов, определяющих ритм работы регистра сдвига.



Рис. 17.3. Характеристики дискриминаторов



Рис. 17.4. Пропорционально-интегрирующий фильтр

Дискриминатор может иметь большую ширину линейной части характеристики, если на перемножители подавать ПСП, снимаемые с   каскада регистра сдвига. При этом ПСП сдвинуты на   Такая характеристика изображена на рис.   Ширина линейной части равна   с характеристикой дискриминатора, изображенной на рис. 17.3, в, обозначают  , а с характеристикой, изображенной на рис. 17.3, г —   обладает большей помехоустойчивостью [8], АПВ2 позволяет быстрее произвести поиск   Цепочка УЭ и УГ (иногда называется генератором, управляемым напряжением —   на рис. 17.2 под воздействием напряжения сигнала ошибки с выхода фильтра изменяет частоту следования тактовых импульсов   Временное положение тактовых импульсов является их фазой. Частота со и фаза   связаны известными соотношениями



Частота тактовых импульсов  , где К — коэффициент

передачи усилителя, фильтра и ГУН,   - сигнал ошибки на выходе фильтра. Поэтому



т. е.   является интегратором.

Коэффициент передачи фильтра (экстраполятора) определяется из условий минимизации среднеквадратического значения сигнала ошибки. Он во многом определяется характером изменения сигнала ошибки во времени. Оптимизация фильтра — серьезная математическая задача, решаемая на основе теории марковских процессов [73, 75, 103, 104, 106]. Не рассматривая всего многообразия фильтров и проблем их выбора, отметим, что наиболее часто используется пропорционально интегрирующий фильтр (рис. 17.4). Его передаточная функция



где   оператор Лапласа, постоянные времени



Отношение постоянных времени 

Числитель в (17.3) характеризует предсказывающие (экстраполирующие) свойства фильтра, так как передаточная функция   является передаточной функцией форсирующего” звена. Выражение   является передаточной функцией интегрирующего звена. Особенность пропорционально-интегрирующего фильтра заключается также в следующем. На высоких частотах напряжение на выходе фильтра пропорционально напряжению на входе, а в области нижних частот оно зависит от интеграла напряжения на входе фильтра. В дальнейшем будет использоваться параметр



который определяет полосу пропускания фильтра и практически является шумовой полосой [8] следящей системы, которой является АПВ.

В схеме АПВ измерение времени задержки сопровождается тремя видами шумов. Во-первых, шумами фильтрации, возникающими в схеме, (собственные шумы АПВ) при фильтрации сигнала ошибки. Они характеризуются дисперсией   и зависят от спектральных свойств сигнала на входе АПВ. Во-вторых, шумами, возникающими из-за воздействия флуктуационных помех на входе АПВ. Они характеризуются дисперсией   и определяются свойствами помехи (шума) на входе АПВ и свойствами сигналов и приемного тракта. В-третьих, нелинейными искажениями, которыми пренебрежем.

Дисперсия шума фильтрации составляющей для АПВ [8]



а дисперсия шумовой или помеховой составляющей



где   — длительность импульса   мощность сигнала на входе приемника   спектральная плотность мощности помехи на входе приемника. Как следует из формул (17.6), (17.7), действие шумов уменьшается с уменьшением   ширины полосы пропускания фильтра (17.5), т. е. чем более узкополосным становится фильтр, тем меньше дисперсии шумовых составляющих (17.6), (17.7). Пороговое отношение сигнал-помеха   можно найти из (17.7), полагая для АПВ2 что утроенное среднеквадратическое значение не выходит за пределы линейной части дискриминатора, т. е. если   При этом пороговое отношение сигнал-помеха



т. е. чем меньше   тем меньше пороговое отношение сигнал-помеха.

При изменении времени задержки в установившемся режиме возможны динамические ошибки. В АПВ с пропорционально-интегрирующим фильтром динамическая ошибка возможна только в случае, если время задержки изменяется с ускорением. При этом динамическая ошибка [8]



где   Из (17.9) следует, что динамическая ошибка тем меньше, чем больше   т. е. чем больше полоса пропускания фильтра. В этом отношении увеличение   повышает быстродействие АПВ, но ухудшает помехоустойчивость.

В самом начале процесса синхронизации, когда заканчивается поиск, разность   между начальным временем задержки   и истинным значением   не выходит за пределы характеристики дискриминатора, т. е.   для АПВ2. Значение   в начальный момент является воздействием на АПВ, которая начинает обрабатывать это воздействие. Через некоторое время в течение переходного процесса АПВ отработает это воздействие и в установившемся режиме разность   Длительность переходного режима [8]



т. е. чем больше полоса фильтра, тем быстрее заканчивается переходной процесс.

Исследование переходных процессов с помощью методов фазовой плоскости показало, что скорость перестройки времени задержки [8, 15] не должна превышать, примерно,



т. е. чем меньше   тем меньше скорость перестройки времени задержки. Например, если необходимо иметь скорость перестрелки

 где   число импульсов в ПСП, то   полоса фильтра обратно пропорциональна удвоенной длительности ПСП.

В тех случаях, когда ФАПЧ не может обеспечить подстройку частоты с точностью до начальной фазы, используется некогерентная АПВ (рис. 17.5) [8, 98, 99, 101, 107]. Она состоит из двухканального коррелятора огибающей (КО), собственно   и выделителя информации ВИ). Коррелятор огибающей по сути дела является дискриминатором.



Рис. 17.5. Схема некогерентнон АПВ

На его вход с полосового фильтра   поступает сигнал и помеха. Допустим, что сигнал переносит двоичную информацию в виде фазовой манипуляции (ФМ). Коррелятор огибающей состоит из двух каналов, в каждом из которых расположены: перемножитель (X), полосовой фильтр   или   и квадратичный детектор (Д). Полосовые фильтры   и   необходимы для фильтрации удвоенной частоты. Две ПСП с отводов   каскадов регистра сдвига (PC) через перемножители (X), на вторые входы которых поступает опорное колебание   со вспомогательной частотой он, поступают на входы перемножителей корреляционных каналов (с полосовыми фильтрами   и   В режиме слежения при отсутствии шумов задержка ПСП на входе коррелятора огибающей рарна   относительно ПСП, снимаемой с   каскада

резистора сдвига, и опережает на   снимаемую с   каскада регистра сдвига. При этом сигнал ошибки на выходе фильтра (Ф) равен нулю и цепочка управляющий элемент (УЭ) - управляемый генератор (УГ) поддерживает постоянной фазу тактовых импульсов, снимаемых с УГ. Цепочка   называется также ГУН. Для того, чтобы выделить информацию, необходимо перемножить входное колебание с ПСП, которое совпадает по фазе с ПСП на входе. Для этого   каскада регистра сдвига задерживается на полтакта, т. е. на   и подается на перемножитель в каскаде ВИ, на второй вход которого поступает колебание со вспомогательной частотой  . С выхода   снимается колебание, манипулированное только информационной последовательностью. В этом колебании ПСП нет. С выхода   напряжение должно поступать на оптимальный демодулятор сообщения (оптимальный приемник для приема двоичной информации).