|
|
Мартынов_силаI. А. А. Мартынов силовая электроника
Рис. 44. Схема однофазного мостового выпрямителя, управляемого со стороны первичных обмоток трансформатора 0
α
2
>
α
1
α
3
>
α
2
α
4
> Рис. 45. Внешние характеристики схемы, приведенной на рис. 44
150 0 30 180 150 120 90 60 α, ãðàä Ïðè Ld�→ ∞ Ïðè Ld = 0 α 0 ddUU1,0 0,2 0,4 0,6 Рис. 46. Регулировочные характеристики схемы, приведенной на рис. На рис. 45 показана внешняя характеристика выпрямителя, собранного по схеме, приведенной на риса на рис. 46 приведена его регулировочная характеристика. Если сравнить эти характеристики с аналогичными характеристиками однофазного мостового управляемого выпрямителя, можно видеть их полное совпадение. Ступенчатый метод регулирования переменного напряжения Ступенчатый метод регулирования характеризуется ступенчатым изменением амплитуды (а также действующего значения) переменного напряжения, подводимого к нагрузке, без изменения формы его кривой. Этот метод может быть реализован только при наличии сетевого трансформатора, вторичная обмотка которого должна иметь отпайки (рис. 47). Нагрузка подключается к этим отпайкам через встречно-параллельно включенные тиристоры. Импульсы управления поступают на соответствующую пару тиристоров при переходе переменного напряжения через ноль. Регулирование мощности в нагрузке осуществляется системой управления, которая производит избирательную подачу отпирающих импульсов на соответствующую пару встречно-па- раллельно включенных тиристоров. T u 2 Рис. 47. ТРН с сетевым трансформатором и с отпайкой вторичной обмотки трансформатора На рис. 47 приведена схема ТРН с сетевым трансформатором и отпайкой вторичной обмотки трансформатора. Встречно-параллельно включенные тиристоры ( VT1 и VT2) подключены к отпайке вторичной обмотки (точка 1). К выводу вторичной обмотки трансформатора (точка 2) подключена вторая пара встречно-параллельно включенных тиристоров ( VT3 и VT4). При включенных тиристорах VT1 и VT2 на нагрузку поступает напряжение, снимаемое с выводов 0–1 трансформатора. При включении тиристоров VT3 и VT4 на нагрузку поступает напряжение, снимаемое с выводов 0–2 трансформатора, которое больше по величине напряжения, снимаемого с выводов 0–1. На рис. 48 приведены временные диаграммы, поясняющие реализацию ступенчатого способа регулирования напряжения переменного тока. Переключение обмоток 0–1 и 0–2 происходит в моменты времени пересечения кривой напряжения через ноль. Сложная конструкция трансформатора, обусловленная необходимостью наличия отпа- ек вторичной обмотки трансформатора и большого количества тиристоров, является недостатком этого метода регулирования. Достоинство этого метода регулирования заключается в отсутствии искажения формы кривой тока, потребляемого преобразователем из питающей сети, и фазового сдвига тока относительно напряжения питающей сети (при чисто активной нагрузке. Фазоступенчатый метод регулирования переменного напряжения Фазоступенчатый метод регулирования переменного напряжения реализуется при совместном использовании ступенчатого и фазовых методов регулирования. Этот метод реализуется также при наличии сетевого трансформатора с отпайками вторичной обмотки, Рис. 48. Временные диаграммы, поясняющие ступенчатый способ регулирования переменного напряжения число которых определяет число ступеней вторичного напряжения трансформатора (тиристорных пар. Для реализации этого метода регулирования также можно использовать схему, приведенную на рис. Существует двух, трех, четырех- и многоступенчатое фазовое регулирование. Суть фазоступенчатого метода сводится к использованию фазового регулирования для плавного изменения действующего значения напряжения на нагрузке в пределах каждой ступени выходного напряжения. Осуществляя широкий диапазон плавного регулирования напряжения, фазоступенчатый метод обеспечивает более высокие значения коэффициента мощности по сравнению с фазовыми методами. Если преобразователь осуществляет двухступенчатое регулирование, тов схеме должны быть установлены две пары встречно- параллельно включенных тиристоров, каждая из которых осуществляет регулирование напряжения на своей ступени. Рассмотрим принцип фазоступенчатого метода на примере двухступенчатого регулируемого преобразователя, схема которого приведена на рис. 47. На рис. 49 показаны временные диаграммы, поясняющие фазосту- пенчатый способ регулирования напряжения переменного тока. Управляющие импульсы на отпирание тиристоров VT1 и VT2 низшей ступени подаются в моменты перехода напряжения переменного тока через ноль. Отпирание тиристоров VT3 и VT4 высшей ступени производят с отстающим фазовым сдвигом на угол α относительно указанных моментов времени. При угле α = 0° моменты поступления отпирающих импульсов на включенные в одинаковом направлении тиристоры обеих групп ( VT1, VT3 и VT2, VT4) совпадают. Однако управляющие импульсы uπ 2 π 0 u02 Рис. 49. Временные диаграммы, поясняющие фазоступенчатый метод регулирования переменного напряжения приводят к поочередному отпиранию только тиристоров VT3, VT4 высшей ступени. Тиристоры VT1, VT2 остаются в закрытом состоянии под действием разности напряжений (U
2-0
– U
1-0
), являющейся для них запирающей. Таким образом, при α = напряжение на нагрузке определяется напряжением U
2-0
высшей ступени. Полувол- на напряжения нагрузки положительной полярности формируется приоткрытом тиристоре VT3, а полуволна напряжения отрицательной полярности – приоткрытом тиристоре При углах π > α > 0 управляющие импульсы на отпирание тиристоров VT3, VT4 следуют с задержкой во времени относительно управляющих импульсов на отпирание тиристоров VT1, VT2. На интервалах α проводит либо тиристор VT1 (при положительной полярности напряжения U
0-1
), либо тиристор VT2 (при отрицательной полярности напряжения U
0-1
), в связи с чем на указанных интервалах кривая напряжения нагрузки определяется отрезками синусоиды напряжения U
0-1
. Управляющий импульс, поступающий спустя интервал α на тиристор VT3 (или VT4), вызывает его отпирание. Затем под воздействием напряжения U
2-1
происходит запирание тиристора нижней ступени, проводившего ток ранее. Напряжение на нагрузке до окончания текущей полуволны напряжения питания определяется напряжением u
2-0
вторичной обмотки транс- форматора.
Подача управляющих импульсов на тиристоры высшей ступени с углом α = не приводит к их отпиранию, вседствие чего напряжение на нагрузке определяется синусоидой напряжения низшей ступени в условиях поочередной проводимости тиристоров
VT1, Таким образом, при плавном управлении углом α (моментом отпирания тиристоров VT3, VT4) преобразователь осуществляет изменение действующего значения напряжения на нагрузке в пределах от U
0-1 до Регулировочную характеристику U
нг
= f(α) можно построить по формуле
2 2
2 2
íã
0-1 0-2 0
1 1
2
d
2
d
(
) sin
(
) sin
U
U
t
t
U
t
t
α
π
α
ω ω
ω После упрощения формулы получим
2 2
0-1 0-2
íã
1 1
2 2
2 2
sin sin
U
U
U
α
α
π α
α
π
π
æ
ö
æ
ö
÷
÷
ç
ç
=
-
+
- +
÷
÷
ç
ç
÷
÷
ç
ç
è
ø
è
ø
(194)
154 6.8. Система импульсно-фазового управленияСистема импульсно-фазового управления предназначена для выработки импульсов управления, подаваемых на управляющие переходы тиристоров силовой схемы выпрямителя. Принципиальная схема СИФУ приведена на риса временные диаграммы, поясняющие принцип работы этой схемы на рис. Узел синхронизации выполнен на трансформаторе Т и ячейке ограничения напряжения синхронизации R1 – VD1 – VD2 (на рис. 46 показан канал системы управления фазы А. Для защиты системы управления от помех на первичной стороне трансформатора синхронизации Т установлен фильтр ф – Сф – ф. Напряжение с выхода одного канала узла синхронизации поступает на вход ГПН. Напряжение с выхода ГПН, выполненного на операционном усилителе (ОУ) А, через конденсатор С поступает на инвертирующий вход усилителя Аи на вход усилителя А – первого узла сравнения. Напряжение на выходе усилителя А противофазно напряжению на выходе усилителя А (см. рис. 51, в, г. Эти напряжения называют опорными. Напряжение с входа А через конденсатор С поступает на вход второго узла сравнения, выполненного на ОУ А. На вторые входы узлов сравнения поступает напряжение управления у В моменты равенства амплитуд опорных напряжений и напряжения управления происходит смена полярности выходных напряжений узлов сравнения (рис. 51, в– ж) и формирование узкого импульса управления, который после усиления поступает на управляющий вход оптронного тиристора силовой схемы выпрямителя рисе, з). Для обеспечения работы трехфазной мостовой схемы выпрямления импульсы управления выполняются сдвоенными, с фазовым сдвигом, равным π/3. 6.9. Пример расчета схемы управленияВ качестве усилителей DA1, DA4 выбирают ОУ К140УД1Б. Для их питания необходим двухполярный источник ±12 В. Ограничитель напряжения синхронизации Выбираем диоды с малыми Rв.дин , например ДА, имеющие следующие параметры ∆ Uв.пр = 0,8 В, I в max
= 50 м U
обр max
= 100 В Рис. 5
0.
Принципиальная электрическая схема
С
И
Ф
У
F
S
C
ф
L
ф
R
ф
C
B
A
R
1
R2
R3
R
4
Ка на л фазы А
Ка на л фазы В
Ка на л фазы С 2B
R
14
R
6
R
23
R
9
R8
R
10
R2 4
R
7
R
15
R1 6
R1 8
R
17
R2 2
R2 1
R
20
R
19
+
-
+
-
+
+
-
-
+
+
-
-
1 4
7 7
1 4
1 4
7 1
7
A
4
+ -
+ -
A
3
A
1
A
2
V
D
1
V
D
2
V
D
4
V
D
3
V
D
6
V
D
5
V
T3
V
T2
V
T1
V
T4
C
1
C
3
C5
C
4
U
yα
U
y.в3
U
U
у.в4
U
U
U
y.в3
U
y.в6
U
y.в6
U
y.в5
U
y.в5
U
y.в2
U
y.в2
-1 2B
C2
R13
у.в4
у.в1
у.в1
156
ÃÏÍ
ÓÑ1
ÓÑ 2
ÓÔ2
ÓÔ1
C
U
c
u
c
a)
á)
â)
ã)
ä)
å)
æ)
ç)
u
âûõ
A1
u
âûõ
A2
u
y.â1
u
y.â4
u
âûõ A4 0
0 0
0 0
0 0
π
2
π
3
π
ω t
ω t
π
2
π
3
π
π
π
π
π
2
π
2
π
2
π
2
π
2
π
3
π
3
π
3
π
3
π
3
π
α
π/3
α
u
y.â 2
u
y.â5
u
âûõ
A3
u
y
α
u
y
α
ω t
ω t
ω t
ω t
ω Рис. 51. Структурная схема системы управления (аи временные диаграммы, поясняющие работу импульсного фазового управления (б–з):
С – узел синхронизации ГПН – генератор пилообразного напряжения;
УС1, УС – узлы сравнения УФ УФ – усилители-формирователи
Для получения синхронизирующего напряжения, близкого по форме к прямоугольному, необходимо, чтобы амплитуда синхронизирующего синусоидального напряжения выбиралась из условия Uсинхр max = ∆ Uв.пр · 10 = 0,8 · 10 = 8 В. Действующее значение cèíõð 8 2 5 7 Выбираем стандартное напряжение Ucинхр = 6 В. Задавшись максимальным током ограничивающих диодов VD1 ив, равным м, определим величину токоограничивающего сопротивления Интегратор на операционном усилителе Для осуществления плавной регулировки угла управления амплитуда треугольного напряжения Um должна иметь достаточную величину. Примем Um = 0,5 Uвых max = 0,5 · 6 = 3 В. Для ограничения входных токов ОУ при его работе в линейном режиме для используемого типа ОУ рекомендуется последовательно со входом включить резистор 100 кОм. Выбираем резисторы R2 и R3 = 91 кОм. Выходное напряжение интегратора âûõ âõ 2 1 0 1 d ( ) . tUUt tR Учитывая, что U
вх
(t) ≈ const ≈ 0,8 В, а время интегрирования t =
= 0,5T
c
= 10 мс и ∆ U
вх
= 2U
m
= 6 B, находим емкость С 6
âõ
1 3
âûõ 2 0 8 10 10 0 0145 10 Ô 14 5 íÔ.
6 91 10
,
,
,
U Выбираем стандартный конденсатор С емкостью 15 нФ.
Для улучшения характеристик интегратора применяется отрицательная обратная связь по постоянному току с помощью резистора кОм (выбираем 1 МОм Компараторы на DA3 и В схеме компаратора ОУ работает в импульсном режиме. Для импульсного режима работы компаратора ограничивающие резисторы, включаемые последовательно со входами усилителя, рекомендуется брать на порядок меньше, чем в линейном режиме, те и R
11
= 20 кОм.
Усилитель-инвертор на операционном усилителе DА2
Для получения коэффициента усиления усилителя у = –1 необходимо, чтобы R
7
= R
8
. Рекомендуемая величина R
8
= 91 кОм (см. расчет интегратора. Сопротивление R
9
должно быть равно сопротивлению параллельно включенных резисторов R
7
и R
8
. Выбираем
R
9
= 47 кОм.
Разделительные конденсаторы Си С3
Условие, которое необходимо выполнить:
постоянная времени цепочек Си С должна быть больше периода напряжения сети переменного тока
τ = С · R
5
= C
3
· R
10
≥ 5T, где T = T
c
= 0,02 с. Следовательно С = С = τ/R = 5T/R = (5 · 2 · 10 2
)/(20 · 10 3
) =
= 5 · 10
–6 Ф = 5 мкФ.
Регулируемый делитель напряжения R12 – R13 – R14 Делитель питается от источника питания Е
п
= 24 В. Для обеспечения регулирования угла управления α в полном диапазоне делитель должен обеспечивать напряжения = 12 – U
m
= 12 – 3 = 9 В
U
max
= 12 + U
m
= 12 + 3 = 15 В.
Следовательно, на R3 должно падать напряжение, равное – U
min
= 15 – 9 = 6 В. Приняв ток делителя дел = 5 мА (дел
>> I
вх.комп
), находим величину сопротивления R
13
:
13 13 3
äåë
6 1 2 êÎì
5 10
,
R
U
R
I
-
=
=
=
×
Общее сопротивление делителя 4 8 êÎì
5 10
,
E
R
I
-
=
=
=
×
äåë
13 12 14 4 8 1 2 1 8 êÎì
2 Дифференцирующие цепочки Си В общем случае дифференцирующая цепь выбирается из условия, обеспечивающего величину постоянной времени дифференцирующей цепочки значительно большую, чем время включения тиристора t
вкл
), поскольку при индуктивном характере нагрузки импульс управления тиристора должен иметь большую длительность, обеспечивающую надежность включения тиристора. Принимаем 10t
вкл
. Следовательно, принимая R
15
= 2 кОм, находим емкость и С 9
3 20 10 10 10 Ô
2 Си С ≈ 0,01 ÷ 0,025 мкФ).
Усилители мощности
В качестве усилителя мощности выбираем схему составного эмиттерного повторителя. Размах напряжения на выходе компаратора Принимаем амплитудное значение импульса управления
U
y max
= 12 В. С учетом допустимого значения тока управляющего электрода тиристора I
y max
= 0,3 А выбираем сопротивление ограничивающих резисторов R
18
и R
22
:
y
18 22
y
12 40 Îì
0 3
max В качестве транзисторов VT1 и VT4 выбираем транзисторы типа КТ315В, имеющие параметры кэВ, I
к.ср max
= 0,1 А, Э = 20.
Для надежной работы при повышенной температуре в эмиттерные цепи транзисторов ставим резисторы R
16
, R
17
, R
20
, R
21
по 2 кОм каждый. Для окончательного выбора элементов схемы СУ необходимо определить выделяемую мощность в резисторах и максимальное рабочее напряжение на конденсаторах
– мощность, выделяемая на резисторах P
R max
≤ 0,5 Вт
– максимальное напряжение на конденсаторах С < п = 24 В.
Отметим, что в приведенном выше примере СИФУ управляемого выпрямителя опорный сигнал имеет пилообразную форму (см. рис. 51, в, г) и изменяется во времени по линейному закону:
u
оп
= оп m
(1 – 2ωt/π),
(где оп m
– максимальное (амплитудное) значение опорного сигнала – текущее значение временной координаты.
Форма опорного сигнала оказывает существенное влияние на регулировочную характеристику управляемого выпрямителя и на величину его коэффициента передачи.
6.10. Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя при различных формах кривой опорного напряжения
Рассмотрим первый случай выполнения СИФУ – опорный сигнал изменяется во времени по линейному закону оп = оп m
(1 – При ωt = α напряжение управления у равно опорному сигналу оп. В этот момент происходит формирование импульса управления (см. рис. 51). Формула (195) для этого момента времени принимает виду = оп = оп m
(1 – 2α/π). Введем относительный параметр сигнала управления Формула (196) принимает вид y
1 2 / .
U
α π
= -
(197) Из выражения (197) получим выражение регулировочной характеристики системы управления y
):
(
f U
α =
y
1 2
(
) / .
U
α π
=
-
(198)
Анализируя выражение (198), можно установить, что регулировочная характеристика СИФУ при линейном изменении опорного сигнала во времени линейна на всем диапазоне изменения сигнала управления: + Uоп m < у < оп Регулировочная характеристика собственно самого выпрямителя (те. силовой схемы) при активно-индуктивном характере нагрузки) изменяется по косинусоидальному закону = U d0 cosα или в относительных единицах y ( ) : dUf U= = Ud/ Ud0 = cosα. Регулировочная характеристика выпрямителя вместе с СИФУ представляет собой зависимость выпрямленного напряжения от сигнала управления y ( ) : dUf U= 0 y y 1 2 2 . / cos cos[ ( ) / ] sin( / Анализируя выражение (200), можно установить, что результирующая регулировочная характеристика выпрямителя вместе с СИФУ, опорный сигнал которой изменяется во времени по линейному закону, изменяется по синусоидальному закону, те. имеет нелинейный характер. Следовательно, коэффициент передачи такого выпрямителя переменный и величина его зависит от величины сигнала управления. Действительно ó â ó d d ños 2 Из формулы (201) видно, что при y 0 U = напряжение на выходе выпрямителя также равно нулю, а относительная величина коэффициента передачи выпрямителя равна максимальному значению, в = π/2. При y 1 U = напряжение на выходе выпрямителя достигает максимального значения 1 ( ) dU = , а относительная величина коэффициента передачи выпрямителя равна нулю. Переменное значение коэффициента передачи выпрямителя при регулировании его выходного напряжения крайне нежелательно сточки зрения обеспечения устойчивости работы выпрямителя и точности поддержания его выходного напряжения. Другими словами, система с нелинейной регулировочной характеристикой управляемого выпрямителя в этом случае является сугубо нелинейной и настройка ее существенно усложнена. Отметим, что на практике часто компенсируют нелинейность результирующей регулировочной характеристики с помощью нелинейного устройства, устанавливаемого на входе СИФУ, и нелинейность результирующей регулировочной характеристики оказывается несущественной. Рассмотрим второй случай выполнения СИФУ – опорный сигнал изменяется во времени по косинусоидальному закону, те При равенстве напряжения управления у и опорного сигнала оп (при ω t = α) происходит формирование импульса управления и формула (202) приобретает вид cos Введем относительный параметр сигнала управления ó ó îï mUU Формула (203) принимает вид Из (204) получим регулировочную характеристику СИФУ при косинусоидальной форме кривой опорного сигнала y
arccos
U
α Учитывая, что регулировочная характеристика силовой схемы выпрямителя соответствует формуле (199), получим выражение регулировочной характеристики управляемого выпрямителя при косинусоидальной форме кривой опорного напряжения в целом y
/
cos Из (205) видно, что при косинусоидальной форме кривой опорного напряжения результирующая регулировочная характеристика управляемого выпрямителя в целом линейна, а коэффициент передачи выпрямителя имеет постоянное значение на всем диапазоне изменения сигнала управления Таким образом, при косинусоидальной форме кривой опорного напряжения управляемый выпрямитель представляет собой линейное звено с постоянным коэффициентом передачи, равным Отметим, что вид регулировочной характеристики (205) весьма желателен, если выпрямитель работает в той или иной системе автоматического регулирования, так как можно не заботиться об устойчивости такой системы во всем диапазоне регулирования, если произведена ее стабилизация водной точке. Естественно, это дает также известные удобства при анализе таких систем. |
|
|
Скачать 4.22 Mb.