Мартынов_силаI. А. А. Мартынов силовая электроника
 Скачать 4.22 Mb.
|
|
Рис. 34. Опорное напряжение, напряжение управления и функции состояния транзисторов одного плеча ПК в режиме синусоидальной ШИМ Ò îï u ó1 u îï U îï =1 U îï = –1 U îï = –1 + ∆U îï k i1 1 – k i1 125 ния, тов данной фазе на данном периоде вентили не переключаются, если ток фазы нагрузки не изменяет знак. При работе в режиме ШИМ гладкие составляющие выходных напряжений инвертора в первом приближении подобны напряжениям управления фаз (при условии постоянства напряжения конденсатора вцепи постоянного тока). На рис. 35 изображены опорное напряжение оп и напряжение управления u y1 одной фазы при выходе напряжения управления на некоторых отрезках времени за пределы активной зоны опорного напряжения (ограниченной пунктирными линиями. В рассматриваемом случае ПК работает в режиме перемодуляции. На тех отрезках времени, на которых напряжения управления выходят за пределы рабочей зоны опорного напряжения, переключения вентилей управляющими импульсами не производятся. На этих участках фактические напряжения управления могут быть представлены прямыми линиями, проходящими по границам рабочей зоны на уровне –1 + опили оп. При этом фактическое напряжение управления u y1 приближается по форме к трапеции (см. рис. При работе в режиме перемодуляции гладкие составляющие выходных напряжений инвертора в первом приближении подобны указанным трапецеидальным (усеченным) напряжениям управления фаз. При дальнейшем увеличении амплитуды напряжения управления трапецеидальное напряжение u y1 приближается к прямоугольной форме. АИН переходит в режим работы при фазной ком- мутации. Рис. 35. Опорное напряжение и напряжения управления ПК в режиме перемодуляции –1 U îï = –1 + ∆U îï U îï = 1 – ∆U îï u ó1 u îï U îï = –1 U îï = 1 – ∆U îï u ó1 U îï = 1 – ∆U îï T îï Приуменьшении амплитуды модулирующего сигнала величина входного тока уменьшается. Изменение начальной фазы модулирующего сигнала по отношению к напряжению сети переменного тока позволяет обеспечить коэффициент сдвига по основной гармонике равным или меньшим единице. Высшие гармоники кривой входного тока фильтруются с помощью индуктивности БР. При этом эффективность работы фильтра зависит от величины несущей частоты, с которой переключаются транзисторы. В х годах прошлого века известный ученый О. А. Маевский доказал эффективность преобразования электрической энергии с использованием высокой несущей частоты по сравнению с преобразованием энергии на сетевой частоте. Он утверждал, что при частотном преобразовании реактивной мощности нелинейными активными сопротивлениями коэффициентом пропорциональности при превращении реактивной мощности одной частоты в реактивную мощность другой является отношение их частот [10]. Другими словами, реактивная мощность высокой частоты, преобразуемая в реактивную мощность более низкой частоты, увеличивается в число раз, равное отношению несущей частоты к сетевой частоте, и подавление высших гармоник, содержащихся в кривой потребляемого АВТ, осуществляется при меньшем значении индуктивности БР. В настоящее время активные выпрямители большой мощности работают при значении несущей частоты от 2,5 до 5 кГц. Дальнейшее повышение несущей частоты ограничивается существенным увеличением потерь мощности в транзисторах и их перегревом, что недопустимо. Трехфазный активный выпрямитель напряжения На рис. 36 приведена схема трехфазного мостового АВН. В рассматриваемой схеме трехфазный источник питания содержит трехфазную систему ЭДС аи си индуктивности ф. Этот источник имеет фазные напряжения u с.ф и фазные токи ф. Линейные напряжения источника аи. Между трехфазным источником и транзисторным мостом включен трехфазный дроссель с индуктивностями фаз др и активными сопротивлениями фаз др. В транзисторном мостовом преобразователе (выпрямителе) а, u b , u c – фазные напряжения i в1 –i в6 – токи в плечах моста u RC – выпрямленное напряжение (напряжение конденсаторного фильтра 127 I d – выпрямленный ток ИУ – импульсы управления УК1–УК6 – управляемые ключи.В цепи выпрямленного напряжения С, С, С – емкость, активное сопротивление и ток конденсаторного фильтра з из активное сопротивление и ток цепи защиты от пере- напряжений R нг , L нг , e нг , i нг – активное сопротивление, индуктивность, ЭДС и ток нагрузки. Система управления (СУ) трехфазного активного выпрямителя подобна СУ однофазного мостового активного выпрямителя. Отличие заключается в том, что СУ должна вырабатывать импульсы управления для трех фаз, сдвинутых во времени на 120 электрических градусов (в масштабе периода сетевого напряжения. В схеме, приведенной на рис. 36, СУ выпрямителя контролирует линейные напряжения и фазные токи трехфазного источника питания, атак- же выпрямленное напряжение преобразователя и формирует импульсы управления транзисторами. При этом в СУ могут решаться следующие задачи стабилизация выпрямленного напряжения на заданном уровне путем воздействия на амплитуду заданных фазных токов сети формирование фазных токов сети, близких по форме к синусоиде путем воздействия на напряжения управления U c ÑÓ ÈÓ U RC ÈÓ i ñ.ô U ñ.ô u ña u ñb u ññ e a e b e ñ l ô l ô l ô U c m E c m i a i C i ç i íã e íã L íã Ê ç R ç R Ñ C i b i c i â1 i â2 i â3 i â4 i â5 i â6 u a u b u ñ ÓÊ1 I d v l äð l äð l äð R äð R äð R äð ÓÊ3 ÓÊ5 ÓÊ4 ÓÊ6 Рис. 36. Трехфазная мостовая схема АВН 128 − поддержание заданного коэффициента мощности сети (индуктивного, емкостного или равного 1) путем воздействия на напряжения управления передача энергии из сети переменного напряжения в цепь постоянного напряжения ив противоположном направлении. Следует напомнить, что минимальный уровень выпрямленного напряжения в рассматриваемой схеме, выполненной по схеме АВН, равен тому напряжению, которое может создать диодный выпрямитель. При управлении транзисторами выпрямленное напряжение нельзя уменьшить, но можно увеличить. Верхняя граница выпрямленного напряжения теоретически не ограничена. Однако практически максимальное значение выпрямленного напряжения, которое может быть достигнуто при его регулировании, зависит от соотношения активного сопротивления элементов схемы R сх и активного сопротивления нагрузки R нг . В этой части имеется определенная аналогия с регулированием напряжения преобразователя постоянного тока с параллельным (относительно цепи нагрузки) включением транзистора. Блок управления активного выпрямителя формирует широтно- модулированные управляющие сигналы для полупроводниковых ключей коммутатора, что обеспечивает формирование мгновенных значений напряжений на силовом входе ПК такой величины, формы и фазы, что потребляемые из сети токи а, i b , i c являются практически синусоидальными с поддержанием заданного значения угла сдвига ϕ основной гармоники тока относительно сетевого напряжения Благодаря использованию режима ШИМ импульсное напряжение, формируемое активным выпрямителем на стороне переменного тока, имеет благоприятный гармонический состав, в котором основная (полезная) гармоника и высшие гармоники существенно различаются по частоте. Как было сказано, это создает благоприятные условия для фильтрации высших гармоник тока, потребляемого из питающей сети, БР. Таким образом решается задача потребления из сети практически синусоидального тока. Фазовый угол потребляемого тока зависит от соотношения амплитуд и фазовых углов напряжений, приложенных к реакторам со стороны сети и со стороны активного выпрямителя, а также от параметров индуктивности и активного сопротивления) реактора. Варьируя с помощью системы управления АВН параметрами основной гармоники его переменного напряжения u a , u b , u c , можно обеспечить потребление из сети необходимого тока с заданным фазовым углом. Иными словами, можно обеспечить работу преобразователя с заданным значением коэффициента мощности, например, равным единице [8]. Как коммутатор тока активный выпрямитель преобразует потребляемый из сети переменный, близкий к синусоидальному ток в пульсирующий выходной ток, содержащий переменную и постоянную составляющие. Переменная составляющая замыкается через конденсатор, который ограничивает пульсации напряжения в звене постоянного тока, вызываемые переменной составляющей выходного тока АВН. Постоянная составляющая выходного тока АВН подпитывает конденсатор, компенсируя расход постоянного тока, отдаваемого в нагрузку. Анализируя в целом приведенные выше материалы по устройству и принципу действия активных выпрямителей, можно сделать следующие выводы. Несмотря на некоторое усложнение силовой схемы и СУ (по сравнению с тиристорными преобразователями, применение активных преобразователей позволяет улучшить электромагнитную совместимость полупроводниковых преобразователей с питающей сетью и использовать для их построения уже отработанные схемотехнические решения и современную элементную базу. Усложнение управляющей части активных преобразователей не столь существенно, если учесть, что вновь разрабатываемые системы полупроводниковых преобразователей электрической энергии, как правило, создаются с системами прямого микропроцессорного управления, в которых сложность реализации алгоритмов управления достигается за счет усложнения только программного обеспечения. Основные расчетные соотношения активных выпрямителей Грамотный расчет параметров элементов силовой схемы позволяет значительно уменьшить временные и материальные затраты при проектировании полупроводниковых преобразователей, атак- же облегчить процесс моделирования. Расчетные соотношения приведем для трехфазного мостового активного выпрямителя (см. рис. 36). Основные исходные данные, необходимые для расчета активного выпрямителя P dN − мощность АВН номинальная, Вт max − мощность АВН максимальная, Вт ф N − напряжение сети номинальное, В; U ф min − напряжение сети минимальное, В; U ф max – напряжение сети максимальное, В – частота напряжения сети, Гц; f ШИМ – несущая частота ШИМ, Гц – напряжение в звене постоянного тока номинальное, В пик – пиковое значение максимального тока нагрузки, А; k г – коэффициент гармоник фазного тока в номинальном режиме, о. е.; k п – размах пульсаций выпрямленного напряжения, о. е. Значение индуктивности реакторов рассчитываем, исходя из заданного коэффициента гармоник сетевых токов. Вычислим значения фазного тока активного выпрямителя номинальный фазный ток ф N = ф N ); (145) – максимальный фазный ток ф max = P d ф min ); (146) – пиковое значение фазного тока I ф.пик = (I d пик U dN )/(3U ф min ). Для расчета требуемой величины индуктивности сетевых реакторов необходимо получить спектральный состав напряжения, прикладываемого к БР. Поскольку гармонический состав данного напряжения зависит от множества параметров (вида ШИМ, глубины модуляции и т. д, изменяющихся в различных режимах, то проведение анализа является трудоемкими нецелесообразным. Более эффективным представляется использование метода математического моделирования. В первом приближении требуемое значение индуктивности реактора может быть рассчитано по формуле ØÈÌ ô 6 dN U L f I π ∆ = , где, пренебрегая более высокими гармониками, можно принять, что амплитуда ШИМ-гармоники тока ô ã ô 2. N I k I ∆ = (149) Затем это значение индуктивности следует уточнить по результатам моделирования активного выпрямителя Методика выбора конденсатора звена постоянного тока Расчет параметров и выбор сглаживающего конденсатора производится с учетом следующих параметров: k п – коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения, о. е.; I ф N – номинальный фазный сетевой ток, А; I ф max – максимальный фазный сетевой ток, А – частота напряжения сети, Гц; f ШИМ – несущая частота ШИМ, Гц – напряжение в звене постоянного тока номинальное, В. Расчет величины емкости C d по заданному уровню пульсаций выпрямленного напряжения строится наследующем допущении. Поскольку частота ШИМ много больше частоты первой гармоники сетевых токов и потребляемые из сети токи близки по форме к синусоиде, тона интервале ШИМ полагаем сетевые токи постоянными. Изменение напряжения на конденсаторе в течение интервала ШИМ определяется как ШИМ = С cр Т и /C d , где С р – средний за интервал ШИМ ток конденсатора; Т и – период следования импульсов, в режиме симметричной ШИМ Т и = 0,5T ШИМ Среднее значение выходного тока ПК АВН на интервале ШИМ в номинальном режиме I ПК ср может быть определено следующим образом ñð ô.í (1) 3 2 или I ПК ср = Максимальное возможное среднее значение тока конденсатора при модифицированной симметричной синусоидальной или векторной ШИМ составляет ñð max ÏÊ ñð max 3 Из уравнений (151) и (152) определим требуемое значение емкости конденсатора исходя из заданной величины пульсаций ØÈÌ ØÈÌ 3 2 d d I T C U ∆ = (153) Для выбора типа конденсатора звена постоянного тока и расчета показателей надежности требуется определить температурные режимы. Мощность тепловых потерь конденсатора P С = P R + включает две составляющие мощность потерь на активном сопротивлении проводников конденсатора = I 2 С R С ; (155) – мощность диэлектрических потерь = πU 2 АС f АС tgδ, где С – действующее значение тока конденсатора; R С – активное сопротивление цепи конденсатора; U АС – действующее значение переменной составляющей напряжения конденсатора; f АС = f ШИМ – частота переменной составляющей напряжения конденсатора – тангенс угла диэлектрических потерь конденсаторов. Действующее значение переменной составляющей выходного тока АВН рассчитывается последующей формуле 3 2 3 9 2 8 ( Действующее значение переменной составляющей напряжения конденсатора приближенно определим как ØÈÌ 2 Внутренняя температура конденсатора вычисляется как T С = T о.ср + С ст С, где T о.ср – температура окружающей среды, °С; R ст – тепловое сопротивление перехода конденсатор – окружающая среда, С /Вт. Приведенная методика учитывает переменную составляющую тока конденсатора, создаваемую только АВН, ток нагрузки при этом полагается постоянным. Расчетные соотношения, необходимые для выбора полупроводниковых приборов для трехфазного мостового активного выпрямителя Выбор транзисторов активных выпрямителей потоку и напряжению производится по тем же методикам, что и для инверторов напряжения с ШИМ напряжения. Рассмотрим здесь методики расчета потерь мощности и теплового расчета полупроводниковых вен- тилей. Потери в ПК вычисляются как сумма статических и динамических потерь диодов и транзисторов. Расчет тепловых режимов работы полупроводниковых приборов силового коммутатора АВН проводится в целях обоснования выбора приборов конкретных типов. Данные для расчета. Параметры режима работы АВН: U ф – действующее значение фазного напряжения сети, В – напряжение в звене постоянного тока, В; I ф – действующее значение фазного сетевого тока, А; I ф.ср – среднее значение модуля фазного сетевого тока за период сети, АХ – индуктивное сопротивление сетевого реактора, Ом – активное сопротивление обмотки БР, Ом – фазовый сдвиг между первыми гармониками сетевых напряжения и тока, рад – фазовый сдвиг между первыми гармониками сетевого тока и напряжения на входе ПК, рад; I в.д – действующее значение тока диода, А; I в.ср – среднее значение тока диода за период сети, А; I в N – номинальное среднее значение тока диода (справочные данные, Ад действующее значение тока транзистора, А ср – среднее значение тока транзистора за период сети, А N – номинальное значение тока транзистора (справочные данные, А; f к VT – частота коммутации тока транзистора, Гц; f к VD – частота коммутации тока диода, Гц – глубина модуляции, о.е. 2. Параметры полупроводниковых приборов – общее количество ключей (напомним, что ключ – это транзистор с обратным диодом) силового ПК; N п – количество ключей, работающих водной параллели 134 N охл – количество ключей, установленных на одном охладителе Е – суммарная энергия отпирания и запирания транзистора при номинальных значения тока I VT N и напряжения U VT N , Дж; ∆U кэ.нас – прямое падение напряжения на открытом транзисторе определяется из кусочно-линейной аппроксимации ВАХ), В откр – активное сопротивление открытого транзистора (определяется из кусочно-линейной аппроксимации ВАХ), Ом; Е VD – энергия восстановления диода, Дж пр – прямое падение напряжения на диоде (определяется из кусочно-линейной аппроксимации ВАХ), В откр – активное сопротивление открытого диода (определяется из кусочно-линейной аппроксимации ВАХ), Ом. Параметры теплопроводящей цепи: T тн – температура теплоносителя, °С; T охл – температура охладителя, С – температура транзистора, С температура диода, °С; R т.тр-к – тепловое сопротивление транзистор–корпус, °С/Вт; R т.д-к – тепловое сопротивление диод–корпус, °С/Вт; R т.к-о – тепловое сопротивление корпус–охладитель, °С/Вт; R т.тр-о – тепловое сопротивление транзистор–охладитель, °С/Вт; R т.д-о – тепловое сопротивление диод–охладитель, °С/Вт; R т.о-тн – тепловое сопротивление охладитель – теплоноситель, °С/Вт. Тепловой расчет ведется при допущении о синусоидальности сетевых токов, что является правомочным при использовании ШИМ- алгоритмов управления силовыми ключами. Потери в полупроводниковом коммутаторе вычисляются как сумма статических и динамических потерь диодов и транзисторов. Расчет статических потерь транзисторов и диодов ведется на основе замещения открытого прибора источником напряжения с последовательным сопротивлением (∆U кэ.нас и R VT откр ) для транзистора и (∆U в.пр и R VD откр ) для диода. Тогда статические потери транзистора P cт VT = I VT ср ∆U кэ.нас + I 2 VT R VT откр , аналогично, статические потери диода P ст VD = I в.ср ∆U в.пр + в R VD откр (161) Действующее и среднее по модулю значения фазного сетевого тока (без учета потерь активной мощности в АВН) I ф = ф ô.ñð ô 2 Среднее и действующее значения тока транзистора определяются как 2 2 8 ( ) cos VT I I N πµ ϕ æ ö÷ ç = + ÷ ç ÷ çè ø ; ô 1 ï 1 2 4 3 ( Среднее и действующее значения тока диода ñð 1 ï 1 2 2 8 ( ) cos ; VD I I N πµ ϕ æ ö÷ ç = - ÷ ç ÷ çè ø ô 1 ï 1 2 4 3 ( ) cos VD I I N µ ϕ π æ ö÷ ç = - ÷ ç ÷ çè ø (Фазовый сдвиг между первыми гармониками сетевого тока и напряжения на входе полупроводникового коммутатора ( ) ( ) ô 1 ô ô arctg cos sin ; cos sin L L L L I X R U I коэффициент модуляции 2 , d U U µ при синусоидальной ШИМ без амплитудной перемодуляции μ = 0; …; 1,0. Модифицированная синусоидальная ШИМ и векторная ШИМ позволяют получить коэффициент модуляции 2 0 3 ; ...; µ Динамические (коммутационные) потери транзистора определяются частотой коммутации и энергиями отпирания и запирания. Эти энергии, в свою очередь, зависят от коммутируемого тока и напряжения. Достаточная точность может быть получена при линейной аппроксимации данной зависимости. В этом случае мощность коммутационных потерь транзистора может быть рассчитана как ê ï d VT VT VT VT N VT N I U P f E N Динамические (коммутационные) потери диода зависят от частоты коммутации тока диода и энергии его восстановления. Величина этой энергии является функцией тока и прикладываемого напряжения. При использовании линейной аппроксимации данной зависимости коммутационные потери диода составляют Суммарные мощности потерь транзистора и диода соответственно ст VD + к VD ; P VT = ст VT + к Мощность потерь одного ключа P кл = P VT + Мощность, выделяемая на охладителе: P охл = N охл P кл (171) Суммарная мощность потерь ПК P ПК = NP кл (172) Температура охладителя T oхл = P охл R т.о-тн + T тн (173) Температуры полупроводниковых переходов транзисторов и диодов вычисляются по формулам = P VT R т.тр-о + T o.ср , T VD = P VD R т.д-о + T o.ср (174) или T VT = P VT (R т.тр-к + R т.к-о ) + T o.ср ; T VD = P VD (R т.д-к + R т.д-о ) + T о.ср (175) Вопросы для самоконтроля. Дайте определение понятию активный выпрямитель. Объясните различия между активным выпрямителем тока и напряжения. Как следует регулировать величину выходного напряжения активного выпрямителя. Почему форма кривой тока, потребляемого выпрямителем, близка к синусоидальной форме. Каким образом можно регулировать фазовый сдвиг тока, потребляемого выпрямителем, и напряжения питающей сети. Каким образом реализуется перевод активного выпрямителя напряжения из режима выпрямления в режим инвертирования 7. Каким образом реализуется перевод активного выпрямителя тока из режима выпрямления в режим инвертирования 138 |