Мартынов_силаI. А. А. Мартынов силовая электроника
 Скачать 4.22 Mb.
|
|
4.6. Расчет сглаживающего фильтра Для расчета индуктивности сглаживающего дросселя L d необходимо определить гармонический состав выпрямленного напряжения управляемого выпрямителя. Амплитуда высшей гармоники порядка k определяется по формуле а относительная ее величина 2 2 2 ò 2 2 2 0 ò 2 2 1 tg 1 cos ( ) , ( ) km km d U U k k m U k k m α α - = = + - где k = 1, 2, 3, … – порядковый номер гармоники. На рис. 31 приведена зависимость относительной величины основной гармоники пульсаций от угла регулирования α для трех рассматриваемых схем выпрямления U 1m = При k = 1 гармоника имеет кратную частоту напряжения питающей сети в т рази называется основной. Для рассматриваемых схем выпрямления т = Определим максимальный угол регулирования α max при следующих условиях ток цепи постоянного тока достигает своего минимального значения напряжение питающей сети достигает своего максимального значения max = с N (1 + 0,1) = с N õõ cõ c 2ô max cos d U k k Рассчитанные с учетом этих условий углы регулирования α max для трех рассматриваемых схем выпрямления трехфазная мостовая схема выпрямления α max = Рис. 31. Зависимость относительной величины основной гармоники пульсаций от угла регулирования α I a 10 20 30 40 50 60 70 80 90 0 0,1 0,2 0,3 0,4 U im α, ãðàä 112 – двойная трехфазная схема с уравнительным реактором α max = 49°; – кольцевая схема α max = Однако если по условиям работы зарядного устройства потребуется регулировать напряжение U d от нуля, то следует α max принимать близким В этом случае величину 1m U следует принимать равной 0,34, а амплитуду основной гармоники пульсаций рассчитывать по соотношению U о.г m = Значения напряжения U d0 = U d хх для рассматриваемых схем выпрямления с учетом вышеперечисленных условий трехфазная мостовая схема U d0 = 11,06 B; – двойная трехфазная с уравнительным реактором U d0 = 10,01 B; – кольцевая схема U d0 = 10,62 Таким образом, максимальное значение амплитуды основной гармоники пульсаций для трехфазной мостовой схемы U о.г m = 0,34 · 11,06 = 3,76 B; – двойной трехфазной с уравнительным реактором U о.г m = 0,34 × × 10,1 = 3,43 B; – кольцевой схемы U о.г m = 0,34 · 10,62 = 3,61 Для расчета индуктивности сглаживающего фильтра необходимо установить допустимую величину амплитуды тока основной гармоники I о.г m . С целью предотвратить прерывистый характер тока цепи нагрузки необходимо выполнить условие I о.г m < I d min , те. I о.г m должна быть меньше величины I d min = 250 A. Примем I о.г m = 125 А. Требуется величина индуктивности сглаживающего дросселя для трехфазной мостовой схемы ï î.ã 3 76 15 96 10 Ãí 6 314 125 , , ; m d m U L I ω - ³ = ³ × × × – для двойной трехфазной с уравнительным реактором 3 43 14 56 10 Ãí 6 314 125 , , ; d L - ³ ³ × × × – для кольцевой схемы 3 61 15 33 10 Ãí 6 314 125 , , ; d L - ³ ³ × × × Можно определить требуемое значение L d из известного соотношения Для рассматриваемых схем т = 6 и ò 2 ò 2 1 ctg 0 094 , k m k m π π - = xx ãð 1 0 094 , sin Определим индуктивность сглаживающего дросселя для трехфазной мостовой схемы при α = 36° и ω 1 = 2πf 1 = 314 c –1 : 4 ãð xx xx 1 ý 0 055 1 76 Таким образом, для трехфазной мостовой схемы при напряжении холостого хода U d xx = 11,06 B и значении граничного тока гр m = 125 А необходима индуктивность дросселя 4 6 1 76 10 11 06 0 156 10 Ãí 15 6 10 Сравнивая два рассчитанных выше значения индуктивности фильтра, можно видеть их хорошее совпадение. Выбор стандартного реактора по каталогам необходимо проводить с запасом по величине индуктивности примерно в 1,5–2,0 раза. Выбираем реактор, индуктивность которого равна 20 · 10 –6 Гн. Рабочий ток обмотки дросселя должен быть не менее номинального тока нагрузки, I dN = 2500 А. По паспортным данным на дроссель необходимо определить величину активного сопротивления обмотки дросселя, рассчитать величину падения напряжения на нем и сравнить со значением, принятым выше. В случае несовпадения этих значений необходимо снова вернуться к расчету и провести расчет, используя значение активного сопротивления обмотки стандартного реактора. Если уточнение не требуется, то далее следует выбрать конденсатор фильтра, используя формулу (142): ô ô 2 ï 1 s L C ω + = Коэффициент сглаживания фильтра s = k п1 /k п2 Коэффициент пульсации напряжения на выходе выпрямителя на входе фильтра) следует определить по формуле (59) для максимального значения угла регулирования α max = 36° (для мостовой схемы 2 2 ï1 ò 2 2 ò 2 2 2 0 809 1 tg 1 19 0 21 36 1 1 ( ) cos , ( ) , . ( ) m d U k k m U k m α α × = = + = + = - - ï1 ï2 0 21 10 5 0 02 , , . , k s k = = = 6 ô ô 2 10 5 1 3 24 10 ÃíÔ 6 314 , , ( ) L Емкость конденсатора фильтра С ф = 3,24 · 10 –6 /20 · 10 –6 = 0,16 Ф = = 160 · 10 3 мкФ. Выбираем конденсатор типа В емкостью 220 · 10 3 мкФ, рабочее напряжение которого с N = 25 В. Внутреннее активное сопротивление Ом. Выполним проверку фильтра на резонанс угловая частота пульсации п = 6 · 2 · π · f c = 1884 c –1 ; 476 < 942. Параметры фильтра удовлетворяют условию отсутствия резонанса. Оценка влияния коммутации на питающую сеть для трехфазной мостовой схемы выпрямления) Относительное действующее значение высших гармоник напряжения питающей сети из-за явления коммутации рассчитывается по формуле ã â.ã 1ô * N U U U ∆ ∆ = 2 â.ã êç ò 2 ô 2 1 * * , d k k P U e S k m õ π ∆ ¥ ¢ * ¢ = = - å где 4 ô òð 1 45 10 Îì , õ õ - = = × 2ô 3 áàç 2ô 5 61 2 748 10 Îì 2041 , , U Z I - = = = × 4 ô ô 3 áàç 1 45 10 0 0527 2 748 10 , , , õ õ Z - * - × = = = × P d = P d0 = 27 650 Вт. êç ò 2 ô 2 2 20 1 20 1 87 6 0 0527 , dN S P k m x π π * ³ - = - Определим параметры короткого замыкания питающей сети, при которых искажение напряжения питающей сети не выйдет за пределы, установленные стандартом. В соответствии с (99) определим минимально допустимую величину мощности короткого замыкания питающей сети 2 ô 2 2 20 1 20 1 87 6 0 0527 , dN S P k m x π π * ³ - = - Это означает, что мощность короткого замыкания питающей сети должна быть больше мощности нагрузки не менее чем в 87 раз. Определим относительное значение высших гармонических при условии, что мощность короткого замыкания питающей сети S кз = 87 · 27,65 · 10 3 = 2405 · 10 3 В · А 27 65 10 2 1 0 0499 6 0 0527 2405 10 , , , , U π ∆ * × = - откуда видно, что искажение напряжения питающей сети при таких условиях составит не более 5%. Это вполне удовлетворяет требованиям стандарта по нормам качества электроэнергии. Отметим, что радикальным средством уменьшения высших гармонических напряжения в составе кривой напряжения питающей сети, или, другими словами, повышения электромагнитной совместимости выпрямителя с питающей сетью, является повышение фазности схемы выпрямления. Решение этой задачи особенно актуально в автономных электроэнергетических системах, например в бортовых электроэнергетических системах морских судов и летательных аппаратов, где выпрямитель и питающая сеть могут оказываться соизмеримыми по мощности. Однако ив мощных обще промышленных электроэнергетичесих системах, например в системах передач электроэнергии на постоянном токе, выпрямители и зависимые инверторы выполняются по схемам повышенной фазно- сти (18-, 24- и 36-фазные). Определим гармонический состав напряжения питающей сети, к которой подключен выпрямитель, воспользовавшись для этих целей формулой (93): 0 ô1 êç 2 где U mk′ – амплитуда й гармоники порядковый номер гармоники т, k = 1, 2, 3, …; P d0 = U d0 I dN – расчетное значение мощности цепи постоянного тока S кз = S кз.тр + S кз.с.м ; S кз – суммарная мощность короткого замыкания; S кз.тр – мощность короткого замыкания трансформатора; S кз.с.м – мощность короткого замыкания синхронной машины, питающей трансформатор. Отношение расчетной мощности выпрямителя (P d0 ) к мощности короткого замыкания питающей сети (S кз ) примем таким же, что ив предыдущем примере расчета 0 3 êç 27 650 1 15 10 2405 Угол коммутации γ = Результаты расчета гармонического состава напряжения питающей сети представлены в табл. Таблица Относительные значения гармоник напряжения питающей сети Порядковый номер гармоники Относительная величина гармоники напряжения е кз% · 10 –2 Порядковый номер гармоники Относительная величина гармоники напряжения е кз% · 10 –2 5 1,03 17 0,19 7 0,93 19 0,06 11 0,65 23 0,14 13 0,50 25 0,2 117 Увеличив число гармоник, можно показать, что при k′→ ∞ действующее значение высших гармонических составит 0,05 (в относительных единицах 0 05 , Ток первичной обмотки трансформатора трехфазной мостовой схемы содержит только нечетные гармоники, кроме третьей и кратной ей, те и т. д. Без учета коммутационного процесса действующее значение й гармоники первичного тока трансформатора меньше действующего значения первой гармоники первичного тока в k′ раз. Определим коэффициент трансформации трансформатора 220 19 89 11 Действующее значение тока, потребляемого трехфазным мостовым выпрямителем из питающей сети без учета угла коммутации γ, определим по формуле 1 òð 2 2500 2 102 62 À 3 19 89 Действующее значение тока, потребляемого трехфазным мостовым выпрямителем из питающей сети с учетом угла коммутации γ определим по формуле (101): 1 òð 2 2500 2 0 314 100 À. 3 3 19 89 3 3 3 Коммутация несколько уменьшает действующее значение тока, потребляемого выпрямителем из питающей сети. Действующее значение первой гармоники тока первичной обмотки без учета влияния коммутации определим по формуле (102): 1 1 òð 2 3 2 3 2500 98 34 À 2 2 19 89 ( ) , , d I I k π π × = = = × Действующее значение тока любой высшей гармоники = I 1(1) /k. Определим коэффициент мощности выпрямителя без учета и с учетом угла коммутации ñäâ k k χ = , 1 1 èñê 2 2 2 2 2 2 1 2 1 3 1 5 1 7 1 8 1 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) k I k I I I I I I = + + + + + +Для трехфазной мостовой схемы выпрямления коэффициент искажения формы тока первичной сети при L d = ∞ без учета угла коммутации Коэффициент сдвига без учета угла коммутации 0 809 cos Коэффициент мощности выпрямителя без учета угла коммутации Определим по формуле (109) коэффициент искажения формы тока питающей сети трехфазного мостового выпрямителя с учетом угла коммутации 1 0 957 По формуле (111) определим коэффициент сдвига с учетом значений угла коммутации γ = 18° и угла регулирования α = 36°: ñäâ 36 54 0 698 2 2 cos cos( ) cos cos , k α α Коэффициент мощности выпрямителя в целом при учете угла коммутации = 0,957 · 0,698 = Результаты выполненных расчетов показывают, что процесс коммутации выпрямителя приводит к уменьшению коэффициента мощности за счет уменьшения величины коэффициента сдвига Вопросы для самоконтроля. Перечислите исходные данные, необходимые для расчета выпрямителя. Перечислите основные этапы методики расчета выпрямителя. Укажите параметры, необходимые для выбора тиристоров силовой схемы как рассчитать эти параметры. Как рассчитать номинальный, минимальный и максимальный углы регулирования выпрямителя. Какие параметры необходимы для расчета сетевого трансформатора выпрямителя или для выбора готового трансформатора и как определить эти параметры. Как рассчитать КПД выпрямителя. Как рассчитать коэффициент мощности выпрямителя. Как рассчитать параметры сглаживающего фильтра выпрямителя. Как оценить влияние управляемого выпрямителя напитаю- щую сеть (на форму кривых напряжения питающей сети и форму потребляемого тока 120 5. АКТИВНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ Как уже было сказано, в целях повышения коэффициента мощности преобразователей переменного тока в постоянный и наоборот – из постоянного тока в переменный разработаны и находят практическое применение активные выпрямители Активные выпрямители могут выполняться по двум схемным вариантам как активные выпрямители тока (АВТ) (рис. 32) и как активные выпрямители напряжения (АВН) (рис. 33). Обе схемы могут работать как в выпрямительном, таки в инверторном режиме. В цепях переменного тока каждый из этих выпрямителей содержит дроссель, который принято называть буферным реактором (БР). Вентильные блоки активных выпрямителей выполняются на полностью управляемых ключах. Различие этих схем заключается в следующем управляемые ключи АВТ имеют одностороннюю проводимость, поэтому в случае перевода преобразователя из выпрямительного Рис. 32. Однофазная мостовая схема АВТ u a – источник напряжения переменного тока E нг – источник напряжения постоянного тока – полностью управляемые полупроводниковые ключи VD1–VD4 – диоды R нг , L нг – активное сопротивление цепи нагрузки и индуктивность цепи нагрузки a R1 L ô Ñ ô VD1 VD3 VT1 VT3 VD4 VD2 VT4 VT2 R íã L íã E íã + – Èñòî÷íèê ïåðåìåííîãî íàïðÿæåíèÿ a b режима в инверторный режим необходимо изменять полярность источника напряжения вцепи постоянного тока преобразователя аналогично тому, как это делается в выпрямителях, выполненных на тиристорах с учетом вышеизложенного, вцепи постоянного тока АВТ может быть установлен только индуктивный фильтр вцепи переменного тока АВТ устанавливается индуктивно- емкостной фильтр управляемые ключи АВН имеют двухстороннюю проводимость, поэтому перевод из выпрямительного режима в инвертор- ный режим осуществляется изменением направления тока цепи постоянного тока путем повышения напряжения источника постоянного тока по отношению к так называемому напряжению подпора на выходе вентильного блока вцепи переменного тока АВН устанавливается индуктивный фильтр (БР); – вцепи постоянного тока АВН устанавливают индуктивно- емкостной фильтр. Существенные отличия в силовых схемах активных выпрямителей тока и напряжения отражаются и на их характеристиках – внешних и регулировочных. Основное отличие заключается в том, что АВТ принципиально позволяют регулировать напряжение цепи постоянного тока от нуля до максимальной величины, несколько меньшей величины выходного напряжения неуправляемого выпрямителя. Рис. 33. Однофазная мостовая схема АВН: Z нг – полное сопротивление цепи на нагрузке u a ÁÐ VD1 VD3 VT1 VT3 VD4 VD2 VT4 VT2 Z íã E íã + – Èñòî÷íèê íàïðÿæåíèÿ ïåðåìåííîãî òîêà a b i íã i e i Ñ + Активные выпрямители напряжения регулируют напряжение цепи постоянного тока от значения, равного величине выходного напряжения неуправляемого выпрямителя, в сторону его увеличения. Это обстоятельство и определило область применения АВН. Они входят в состав преобразователей частоты переменного тока со звеном постоянного тока, способных рекупери- ровать электрическую энергию нагрузки преобразователя в электрическую сеть переменного тока, к которой подключен этот пре- образователь. Общим достоинством обоих преобразователей является их способность регулировать напряжение, сохраняя фазовый сдвиг тока по отношению к напряжению (вцепи переменного тока) практически равным нулю (или близким к нулевому значению. Форма кривой тока цепи переменного тока при этом близка к синусоидальной. Совершенно очевидно, что коэффициент мощности этих преобразователей равен единице (точнее, близок к единице. Однофазный активный выпрямитель напряжения Рассмотрим подробнее работу однофазного мостового АВН (см. рис. 32). Нетрудно видеть, что эта схема полностью совпадает со схемой однофазного инвертора напряжения и представляет собой инверсное относительно зажимов питания и нагрузки включение схемы автономного инвертора напряжения. Перечислим характерные признаки, присущие схеме активного преобразователя напряжения, обеспечивающие неизменную полярность на зажимах цепи постоянного тока наличие полностью управляемых полупроводниковых приборов, шунтированных встречно-параллельно включенными обратными диодами, образующих совместно с транзисторами управляемые ключи (УК1–УК4), которые обладают двухсторонней проводимостью тока при наличии включающих сигналов управления. При отсутствии сигналов управления ключи обладают односторонней обратной) проводимостью наличие БР во входной цепи переменного тока включение фильтрующего конденсатора параллельно нагрузке на выходных зажимах преобразователя. Эти особенности в сочетании с импульсно-модуляционными алгоритмами работы преобразователя обеспечивают возможность его работы как в выпрямительном, таки в инверторном режимах работы при неизменной полярности выходного напряжения с реализацией возможности двухсторонней передачи электрической энергии от питающей сети в нагрузку и обратно. На рис. 33 стрелками показано направление токов цепей преобразователя, соответствующее выпрямительному режиму работы силовой схемы. Вентильный блок содержит четыре полностью управляемых полупроводниковых ключа (УК1–УК4). Напомним, что полностью управляемый полупроводниковый ключ – это транзистор и встречно-параллельно включенный диод. Так, УК1 – это VT1 и VD1 (см. рис. 33). Входное напряжение выпрямителя (напряжение на зажимах а а, представляющее собой инвертированное напряжение цепи постоянного тока, может регулироваться по величине и по фазе за счет изменения глубины модуляции и фазы модулирующего сигнала относительно сетевого напряжения. Частота напряжения на силовом входе вентильного блока а строго поддерживается равной частоте сети переменного тока, к которой подключен активный выпрямитель. Источник входного (сетевого) напряжения переменного тока U a подключается к входам вентильного блока (зажимы а) через БР. Положительный импульс напряжения а получается при одновременно открытых ключах УК1 и УК2, отрицательный импульс – приоткрытых ключах УК3 и УК4. При одновременной проводимости ключей УК1 и УК3 или УК2 и УК4 входное напряжение преобразователя а равно нулю. На выходе выпрямителя включен конденсатор С, фильтрующий напряжения цепи постоянного тока. Нагрузка представлена последовательно включенными комплексным сопротивлением Z нг и источником противоЭДС Е нг Дискретные сигналы управления ключей силовой схемы формируются схемой управления. Силовая схема активного выпрямителя представляет собой полупроводниковый коммутатор (ПК), выполненный по схеме автономного инвертора напряжения (АИН). Прицип работы схемы управления ПК можно пояснить с помощью рис. 34, на котором изображены пилообразное (опорное) напряжение оп, напряжение управления u y1 (модулирующее напряжение) транзисторами одного плеча (или одной фазы трехфазной схемы) ПК, а также функции состояния двух полностью управляемых ключей этого плеча моста k i1 и 1–k i1 (например, ключей VT1–VD1 и VT4–VD4 соответственно) или фазы а трехфазного моста. Если напряжения управления синусоидальны и их амплитуда не превышает амплитуду опорного напряжения, то считается, что преобразователь работает в режиме синусоидальной широтно- импульсной модуляции (ШИМ). Такой принцип управления реализуется ив трехфазных мостовых схемах. В реальных установках, вследствие дискретности микропроцессорных устройств управления, напряжения управления имеют ступенчатую форму с гладкими составляющими, близкими по форме к синусоиде. Длительность цикла работы микропроцессорных систем управления ∆t y во многих случаях принимается равной периоду оп пилообразного напряжения. В пределах этого периода напряжения управления всех фаз неизменны. Временные диаграммы рис. 34 построены с учетом этой особенности систем. В моменты равенства опорного напряжения и напряжений управления осуществляются переключения транзисторов. Существует минимально допустимое время переключения транзисторов, которое несколько сужает активную зону опорного напряжения (участвующую в формировании импульсов управления) на величину оп сверху и снизу. Если амплитуду опорного напряжения принять равной 1, тов соответствии с рис. 34 активная зона напряжений управления находится в пределах от –1 + оп до 1 – ∆u оп Если напряжение управления какой-либо фазы находится в активной зоне пилообразного напряжения, тов течение периода оп в данной фазе происходит одно включение и одно выключение транзистора с соответствующими переключениями токов, одно включение и одно выключение обратного диода, а также одно включение и одно выключение транзистора без тока. Если напряжение управления выходит за пределы активной зоны пилообразного напряже- |