Дипломка текст. Аналоговая и цифровая фильтрации в системах селекции движущихся целей

• Название: Аналоговая и цифровая фильтрации в системах селекции движущихся целей
• Дата: 08.01.2019
• Размер: 180.9 Kb.
• Имя файла: Дипломка текст.docx
• Тип: Документы; #62864

АНАЛОГОВАЯ И ЦИФРОВАЯ ФИЛЬТРАЦИИ В СИСТЕМАХ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

Наиболее простым фильтром подавления пассивных помех является череспериодный компенсатор, в котором осуществляется череспериодное вычитание сигнала, т. е. из отраженных сигналов, принимаемых в текущий период повторения, вычитаются сигналы, задержанные с помощью линии задержки.



Рис. 12.3

(рис. 12.3, а) на время . При вычитании сигналы неподвижных объектов, амплитуда которых за период повторения не меняется, компенсируются, а сигналы движущихся, амплитуда которых изменяется с доплеровской частотой , дают на выходе компенсирующего устройства разность, значение которой определяется набегом фазы за период повторения .

Нетрудно показать, что такой череспериодный компенсатор представляет собой гребенчатый фильтр. Действительно, его функцию передачи можно записать в виде



Для амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) имеем



Отсюда следует, что АЧХ обращается в нуль на частотах кратных (рис. 12.3, б). Изменение положения нулей может быть получено путем включения фазовращателя после линии задержки. Таким образом, при периодическом сигнале мешающие отражения от неподвижных объектов полностью подавляются, поскольку спектральные составляющие имеют частоты как раз . Следовательно, если сигнал движущейся цели имеет доплеровское смещение частоты , то он подавляется фильтром, т. е. скорости цели



будут «слепыми». Наоборот, при условия наблюдения движущейся цели наиболее благоприятны, т. е. радиальные скорости цели



являются оптимальными.

Эффективность СДЦ характеризуется коэффициентом подавления помехи



который в случае череспериодной компенсации (ЧПК) растет при концентрации спектра помехи вблизи частот .

При неподвижном объекте и бесконечной периодической последовательности спсктр имеет вид -функций на частотах , т. е. там, где . Следовательно, в этом случае и помеха полностью подавляется.

В реальных РЛС время облучения объекта в процессе обзора конечно и принимаемый сигнал оказывается не бесконечной периодической последовательностью, а пакетом из N импульсов. При этом отдельные спектральные линии расплываются и полного подавления отражений от неподвижных объектов ЧПК не обеспечивает.

Для лучшего согласования ширины провалов АЧХ фильтра подавления со спектром помехи используют схему двукратного вычитания.

При включении последовательно двух схем ЧПК (рис. 12.4, а) результирующая АЧХ



Таким образом, провалы АЧХ (рис. 12.4, в) вблизи частот расширяются, что обеспечивает лучшее подавление помехи с широкими гребнями спектра.



Рис. 12.4

Схема двукратной ЧПК может быть представлена и иначе, например как показано на рис. 12.4, б. Действительно, из рис. 12.4, а следует



АЧХ этой схемы аналогична предыдущей.

Иногда схемы однократной и двукратной ЧПК называют двухимпульсной и трехимпульснои схемами подавления.

Необходимо подчеркнуть, что к точности и стабильности характеристик элементов системы СДЦ предъявляют весьма жесткие требования, например, высокая точность сохранения равенства для линии задержки ЧПК, а также высокая степень идентичности амплитуды и формы сигналов в каналах ЧПК. Для получения достаточно большого времени задержки и сохранения формы импульса при его задержке в аналоговых компенсаторах используют ультразвуковые линии задержки с полосой . Такие линии имеют большое затухание (более 80 дБ), для компенсации которого в канал задержки последовательно включают усилитель. Для идентичности каналов такой же усилитель вводят и в другой канал . Для выравнивания коэффициентов усиления применяют и аттенюатор с затуханием, равным затуханию в линии задержки. Для эффективной работы схемы ЧПК такой баланс должен поддерживаться при широком изменении условий эксплуатации, что представляет достаточно сложную техническую задачу. В результате аналоговые фильтры получаются дорогими и недостаточно надежными. Поэтому в настоящее время предпочтение отдается цифровым фильтрам подавления. Перспективны также фильтры, в которых функция линии задержки гребенчатого фильтра выполняют приборы с зарядовой связью (ПЗС).

Цифровые фильтры подавления. При цифровой обработке выборки сигнала, следующие с интервалом дискретизации по времени, с помощью аналого-цифрового преобразователя (АПЦ) преобразуются в соответствующие числа, представленные обычно в двоичном коде. Эти числа в цифровом процессоре (например, в арифметическом устройстве ЭВМ) подвергаются весовой обработке в соответствии с алгоритмом решаемой задачи.

Рис. 12.5

Фильтр СДЦ является режекторным фильтром, устраняющим из спектра частоты вблизи , что обеспечивается, как показано ранее, задержкой сигнала и весовым суммированием. В цифровом виде просто осуществить задержку на несколько периодов и сравнительно не сложно изменять весовые коэффициенты, что позволяет не только оптимизировать АЧХ фильтра подавления, но и управлять в соответствии с изменением помеховой обстановки, т. е. создать адаптивную цифровую систему СДЦ.

Рассмотрим структуру и передаточную функцию нерекурсивного (без обратных связей) цифрового режекторного фильтра, который чаще всего используют в системах СДЦ.

С помощью -преобразования передаточную функцию, называемую системной, любого нерекурсивного фильтра можно записать в виде

(12.10)

где - системная функция элемента задержки на весовые коэффициенты.

Цифровой фильтр первого порядка имеет один весовой коэффициент (остальные равны нулю), и его передаточная функция

(12.11)

что соответствует АЧХ однократного (двухимпульсного) компенсатора .

Цифровой фильтр с двумя весовыми коэффициентами и имеет АЧХ вида , т.

е. соответствует двукратной (трехимпульсной) схеме ЧПК.



Рис. 12.6

В общем виде структуру нерекурсивного режекторного фильтра можно представить в виде лестничной схемы (рис. 12.5), состоящей из элементов задержки на период повторения умножителей на весовые коэффициенты и сумматора. Подбором весовых коэффициентов можно получить желаемую АЧХ фильтра. Применение рекурсивных фильтров, т. е. фильтров с обратной связью, позволяет улучшить АЧХ фильтра, не повышая его порядка. Так, в рекурсивном фильтре первого порядка (рис. 12.6, а) использование обратной связи с коэффициентом обратной связи (использование кроме 0 в точке ) еще и полюса в точке дает возможность расширить зону подавления вокруг частот . Действительно, передаточная функция такого фильтра имеет вид

(12.12)

Отсюда АЧХ фильтра (рис. 12.6, б)

(12.13)

Таким образом, в рекурсивном фильтре первого порядка при наличии лишь одного элемента памяти можно получить АЧХ, близкую к АЧХ нерекурсивного фильтра второго порядка, причем изменением коэффициента обратной связи можно менять ширину зоны подавления. Это достигается за счет циркуляции импульсов в цепи обратной связи.

Рассмотрим основные требования к выбору параметров цифровой системы СДЦ на примере цифровой двухимпульсной схемы подавления помех на нерекурсивном фильтре (однократная цифровая ЧПК).



Рис. 12.7

Структура такой системы от аналогового входа, на который подается сигнал с выхода фазового (когерентного) детектора приемника, до аналогового выхода, с которого импульсы движущейся цели и не подавленные фильтром остатки помехи поступают на индикатор РЛС и вторичную обработку, представлена на рис. 12.7.

Импульсный элемент ИЭ осуществляет дискретизацию видеоимпульсов , поступающих на вход цифровой ЧПК с выхода фазового (когерентного) детектора приемника РЛС. Желательно выбрать период дискретизации таким, чтобы за время действия импульса иметь две выборки сигнала, что сводит потери на дискретизацию к минимуму.

Далее с помощью АЦП амплитуду каждой выборки преобразуют в соответствующий цифровой код (цифровое слово) с учетом знака .

С выхода АЦП код вводят в устройство цифровой памяти (например, регистр), с каждым тактом он продвигается на нем на . Через период повторения задержанные цифровые слова вычитаются из текущих значений выборок непосредственно на выходе АЦП, в результате чего происходит компенсация импульсов помехи, представленных в цифровой форме. С помощью ЦАП сигналы движущихся целей и остатки неподавленных помех восстанавливается в аналоговой форме и отображаются на экране индикатора с яркостной модуляцией луча ЭЛТ.

Таким образом, рассмотренная цифровая схема является эквивалентом однократной аналоговой схемы ЧПК.

Приведем некоторые соображения по выбору основных параметров цифровой схемы ЧПК.

Так как число цифровых слов за период повторения должно быть не менее



то объем памяти при разрядности слов будет равен . Число разрядов определяется необходимым числом уровней квантования исходя из динамического диапазона сигнала и шага квантования . При выборе шага квантования равным среднеквадратическому значению собственных шумов приемника , которое ограничивает и значения имии . Отсюда необходимое число уровней квантования а требуемая разрядность АЦП

(12.14)

Число разрядов влияет на качество работы фильтра ЧПК. Как известно, при шаге квантования дисперсия шума квантования при равномерном распределении равна . При вычитании происходит удвоение дисперсии шума квантования, поэтому на выходе схемы ЧПК . Так как максимальная амплитуда напряжения помехи на входе схемы ЧПК , а мощность помехи (при входном сопротивлении 1 Ом) , то отношение мощности помехи на входе цифрового фильтра ЧПК к мощности шума на выходе

(12.15)

Это отношение характеризует качество работы цифрового фильтра. Если выразить в децибелах, то получим соотношение

(12.16)

характеризующее максимальное возможное подавление помехи. Разрядность АЦП г и емкость памяти выбирают так, чтобы потери, связанные с квантованием, сказывались на эффективности системы СДЦ меньше, чем другие параметры РЛС, влияние которых на качество работы системы СДЦ рассматривается далее.

ЭФФЕКТИВНОСТЬ СИСТЕМЫ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ И ЕЕ ЗАВИСИМОСТЬ ОТ ПАРАМЕТРОВ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ

Для характеристики эффективной работы системы СДЦ можно использовать введенный ранее коэффициент подавления пассивных помех . Однако более полной характеристикой качества работы системы является коэффициент улучшения отношения сигнал/помеха при прохождении фильтра подавления:

(12.17)

где ,, , — мощности сигнала и помехи на входе и выходе фильтра.

Значение зависит от изменеиий спектра сигналов движущихся целей и пассивных помех, вызванных перемещением пассивных отражателей относительно друг друга и РЛС, вращением ДНА при обзоре, нестабильностью частоты передатчика и гетеродинов приемника РЛС, а также других ее параметров.

Рассмотрим влияние указанных факторов на эффективность систем СДЦ с череспериодной компенсацией сигналов и требования, предъявляемые к некоторым параметрам РЛС.

Стабильность частоты гетеродинов и генератора высокой частоты. Разность фаз колебаний сигнала и когерентного гетеродина (см. рис. 12.2) зависит от частоты и времени распространения сигнального импульса до объекта и обратно . Знак плюс соответствует случаю , а минус — случаю . Если частота одного из гетеродинов изменится на за период повторения , то это вызывает дополнительный сдвиг фаз . При постоянстве скорости ухода частоты гетеродина

(12.18)

Напряжения когерентного гетеродина и сигнала подаются на когерентный детектор, на выходе которого образуются биения

(12.19)

где — разность фаз колебаний сигнала и гетеродина.

При , т.е.

(12.20)

Продифференцировав по , получим . При малых значениях можно перейти к конечным приращениям, используя вместо :



В точках максимальной чувствительности системы к изменению фазы и .

Следовательно, если из-за ухода частот гетеродинов за период повторения появляется паразитный набег фазы в радиан, то это может привести к изменению амплитуды биений за период вплоть до . Такое различие амплитуд импульсов, разделенных интервалом , приведет к появлению на выходе компенсатора остаточного (нескомпенсированного) фона от неподвижной цели . Считая допустимым фон , определим с помощью (12.18) допустимую скорость ухода частоты гетеродинов:



Для и . При ЧПК имеет значение уход частоты за период повторения , который в рассматриваемом случае . Допустимая скорость ухода частоты может быть сравнительно легко достигнута в когерентном гетеродине, работающем на сравнительно низкой промежуточной частоте (десятки мегагерц), и с большими трудностями — в местном гетеродине, работающем на высокой частоте (тысячи мегагерц).

Когерентный гетеродин должен быть достаточно стабильным не только по частоте, но и по начальной фазе колебаний (постоянство параметра фазирования), а его частота должна быть равна промежуточной . При неточной настройке видеосигнал содержит несколько периодов биений , что нарушает работу компенсатора. Для удовлетворительной работы необходимо выполнение условия , при котором в пределах видеоимпульса укладывается не более четверти периода биений.

Требования к стабильности частоты генератора высокой частоты менее жесткие, чем для местного гетеродина, так как для первого существенным является уход частоты только за длительность импульса , значительно меньшую периода .

Следует заметить, что нестабильность частоты генератора высокой частоты и гетеродинов не единственная причина неполного подавления помехи. Для получения остаточного фона помехи, не превышающего уровня 0,06, к стабильности частоты предъявляются еще более высокие требования. Дополнительно накладывается требование максимально допустимого ухода частоты за время длительности импульса , что необходимо для исключения изменения амплитуды сигналов неподвижных объектов, вызванных биениями из-за различия частот в пределах импульса.

Модулятор РЛС с СДЦ должен обеспечить заданную форму и амплитуду модулирующих импульсов, стабильную длительность и равенство периода повторения импульсов периоду синхронизирующих импульсов и задержке в фильтре подавления . Обычно стремятся получить прямоугольную форму модулирующих импульсов, так как при этом легче выполнить условие неизменности частоты колебаний генератора высокой частоты на протяжении импульса.

При изменении длительности импульса за период повторения на после вычитающего устройства также остаются нескомпенсированные остатки, допустимый уровень которых определяет требования к стабильности .

Влияние флуктуаций амплитуды сигналов. Сигналы неподвижных объектов обычно не имеют строго постоянной амплитуды из-за флуктуаций их эффективной площади рассеяния. Кроме того, большинство мешающих объектов не являются совершенно неподвижными (деревья, кусты и т. п.) и отраженный ими сигнал имеет доплеровское смещение частоты. Поэтому даже при идеальном выборе параметров системы СДЦ не удается полностью избавиться от фона местных предметов. Кроме случайных флуктуаций амплитуды сигналов при работе РЛС в режиме обзора сказывается также изменение амплитуды по закону, определяемому формой вращающейся ДНА.

Собственное движение РЛС со скоростью приводит к смещению частоты сигналов, отраженных элементарными отражателями, зависящему от угла между направлением движения и осью ДНА РЛС:



Влияние флуктуаций пассивной помехи, обусловленных движением РЛС, превосходит влияние флуктуаций, вызванных другими причинами. Однако практически следует рассматривать воздействие всех взаимодействующих факторов, что усложняет задачу.

Из изложенного ясно, что коэффициент подавления (12.7), определяющий и коэффициент улучшения (12.17), уменьшается с ростом остаточного фона на выходе схемы вычитания , обусловленного изменением амплитуды сигналов из-за флуктуаций отражений от элементарных отражателей , вращения антенны , движения РЛС и нестабильностей параметров системы . Коэффициент подавления уменьшается при расширении спектра флуктуаций. Коэффициент подавления помех однократной схемой ЧПК при наличии флуктуаций, вызываемых движением элементарных отражателей и вращением антенны, не превышает 30 дБ. При движении РЛС и отсутствии мер компенсации значение резко снижается.

Практика показывает, что хорошая наблюдаемость отметок движущихся целей на экране обеспечивается при , что соответствует относительному остаточному фону помех . Из этого условия обычно и исходят при определении требований к параметрам системы СДЦ.

§ 12.5. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ЭФФЕКТИВНОСТИ СИСТЕМ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

Цифровая реализация схем формирования и обработки сигналов позволяет существенно улучшить характеристики РЛС, в частности их защищенность от пассивных помех. Для этого наряду с применением сложных сигналов с внутриимпульсной модуляцией и ФАР, обеспечивающих повышение пространственной селекции целей, используют системы СДЦ с более совершенными характеристиками.

Для повышения эффективности систем СДЦ современных РЛС применяют различные методы. Рассмотрим наиболее действенные из них.

Устранение зон слепых скоростей. Этого можно достигнуть как вобуляцией периода повторения зондирующих импульсов, так и изменением несущей частоты .

Так, в одной из РЛС, использующей нерекурсивный цифровой трехимпульсный фильтр подавления, зондирующие импульсы излучаются сериями из трех импульсов. В первой серии период повторения импульсов , во второй , в третьей , причем . Через десять импульсов, т. е. через девять интервалов с суммарной протяженностью , серии повторяются в том же порядке.

Если время облучения каждого элемента разрешения равно или превышает , то зона слепых скоростей устраняется, при этом ограничивая возможности повышения скорости обзора.

Устранить зоны слепых скоростей можно и изменением несущей частоты зондирующих импульсов с одновременным изменением частоты местного гетеродина. При чередовании двух частот можно обнаружить цель, даже если ее скорость на одной из частот будет слепой.

Формирование карты мешающих отражений. Формирование карты мешающих отражений в оперативном запоминающем устройстве является одним из способов стабилизации уровня ложных тревог путем автоматической установки порога обнаружения в соответствии с усредненным уровнем сигнала за предыдущие обзоры, записанные для каждого элемента (или группы элементов) разрешения, где пороговый уровень превышен. Эти усредненные сигналы в блоке памяти и называют картами мешающих отражений, поскольку усредненные сигналы сохраняются в тех элементах разрешения, в которых размещаются отражатели по крайней мере в течение времени усреднения. Такие карты облегчают подавление отражений от земной поверхности и местных предметов, дающих устойчивые отражения в одних и тех же элементах разрешения. При этом используется межобзорная корреляция таких отражений для отделения их от флуктуаций помех путем установления порога радиальной скорости объекта, ниже которого отражения от объекта считаются мешающими.

Пороговое значение скорости, время хранения карты и постоянная времени сглаживания при необходимости могут регулироваться оператором на основе изображения на экране ИКО.

Достаточно универсальной является трехканальное устройство обработки сигналов в РЛС, содержащее канал без компенсации, канал с подавлением отражений от местных предметов и канал с адаптивным подавлением отражений от гидрометеоров.

Основой работы системы является применение карты помех, частично обновляемой с каждым обзором, и определение доплеровского сдвига для каждого элемента разрешения. Полученную информацию используют для автоматической подстройки полосы режекции адаптивного фильтра подавления помех. Обновляемую карту помех применяют также для адаптации порога обнаружения с целью стабилизации уровня ложных тревог. В системе предусмотрено считывание из памяти значений весовых коэффициентов фильтра подавления, соответствующих текущему значению временных интервалов между импульсами сигнала при вобуляции периода повторения зондирующих импульсов, что позволяет максимизировать коэффициент подавления помех системой.

Для реализации этих функций вычислительное устройство системы должно иметь большую емкость памяти и быстродействие.

Адаптивная компенсация помех. Качество работы систем СДЦ ухудшается в условиях нестационарных помех, например отражений от гидрометеоров. Для подавления подобных помех все шире применяют адаптивные устройства СДЦ. Адаптивную компенсацию осуществляют как во временной, так и в частотной области. В последнем случае входные сигналы компенсатора преобразуют в частотную область с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ), с использованием алгоритмов быстрого преобразования Фурье (БПФ).

Развитие алгоритмов БПФ способствовало применению цифровой обработки сигналов в частотной области, разработке новых алгоритмов (не использовавшихся в аналоговых системах) и, в частности, созданию адаптивных подавителей коррелированных помех, развитию азимутально-корреляционной обработки и совершенствованию устройств стабилизации уровня ложных тревог.

Применительно к системам СДЦ с однократной и двукратной ЧПК БПФ позволяет производить амплитудное взвешивание сигналов и получать подавление пассивных помех на 20 — 60 дБ в зависимости от ширины энергетического спектра помех и доплеровской частоты цели. Из-за отсутствия априорной информации о скорости цели применяют равномерную АЧХ фильтра СДЦ во всем диапазоне возможных доплеровских частот целей. Характеристики обнаружения можно улучшить перекрыв этот диапазон узкополосными фильтрами. Эти фильтры при цифровой обработке могут быть реализованы с помощью ДПФ, эквивалентного полосовой фильтрации.

Большой уровень боковых лепестков АЧХ, которые образуются при ее формировании, можно снизить путем умножения входных сигналов на весовую функцию, что соответствует свертке спектра сигнала со спектром весовой функции. Так, при использовании весовой функции Хемминга , где , уровень боковых лепестков АЧХ уменьшается с 13 до 37 дБ по отношению к основному.

На рис. 12.8, а представлена упрощенная схема применения ДПФ с последующей азимутально-корреляционной обработкой для подавления отражений от гидрометеоров. В оперативном запоминающем устройстве ОЗУ1 в цифровой форме хранятся две квадратурные составляющие видеосигналов с выхода фазовых детекторов приемника РЛС. Блок ДПФ осуществляет преобразование Фурье по восьми точкам. Выходной сигнал возводят в квадрат (переход к мощности Р) и записывают в . Далее сигналы для каждого текущего (-го) элемента разрешения и для каждой доплеровской частоты усредняют по восьми азимутальным дискретам , расположенным симметрично относительно . При этом находят среднюю мощность помехи в элементе разрешения по дальности. Затем определяют разность между мощностью сигнала (или помехи) в элементе на азимутальном направлении (рис. 12.8, б) и средней мощностью .



Рис. 12.8

Эту разность сравнивают с порогом, при превышении которого принимают решение о наличии цели. Таким образом, выборки сигнала для азимутальнокорреляционной обработки берут через несколько периодов повторения (восемь в рассмотренном алгоритме), что при усреднении обеспечивает сглаживание помехи и повышает вероятность обнаружения цели. При использовании ДПФ выходной сигнал максимален, если доплеровская частота принимаемых сигналов совпадает с одной из выходных частот ДПФ, и минимален, если она равна среднему двух смежных выходных частот, причем разцость между ними составляет около 3 дБ.

Результаты испытаний показывают, что при использовании в РЛС антенны с круговой поляризацией и азимутально-корреляционной обработки с ДПФ подавление отражений от гидрометеоров достигает 30 дБ, что позволяет реализовать автоматическое обнаружение целей, при котором требуется большое отношение сигнала к помехе.

В рассмотренном случае решалась конкретная задача улучшения достоверности обнаружения сигнала в условиях воздействия отражений от гидрометеоров с помощью специализированного вычислителя.

В настоящее время актуальна задача создания на основе использования БПФ гибкой адаптивной системы для улучшения радиолокационного наблюдения при воздействии пассивных помех различного вида: отражений от земной поверхности, местных предметов, гидрометеоров и металлизированных лент. Разработаны достаточно эффективные алгоритмы решения этих задач. Однако их реализация возможна при наличии высокоскоростных многоразрядных АЦП и вычислителей с большим быстродействием и емкостью памяти. В связи с этим остается также актуальной задача разработки простых (подоптимальных) методов обработки сигналов и эффективных процедур сокращения вычислительных затрат при их реализации, а также дальнейшее совершенствование методов пространственно-временной селекции сигналов для уменьшения загрузки вычислительных устройств по-меховыми сигналами.