Рихтер лекции системы радиосвязи. рихтер лекции. Кафедра радиовещания и электроакустики

• Название: Кафедра радиовещания и электроакустики
• Анкор: Рихтер лекции системы радиосвязи
• Дата: 20.12.2019
• Размер: 3.27 Mb.
• Имя файла: рихтер лекции.doc
• Тип: Конспект; #101315
• страница: 9 из 10

В табл.14.4 представлена сводная информация о наиболее распространенных способах кодирования речи. Здесь оценка различных методов кодирования связана с восприятием речи человеком, т.е. со средними субъективными оценками по шкале MOS.

Таблица 14.4.

Метод кодирования РС	Стандарт / Год принятия	Цифровая ско­рость, кбит/с	Оценка качества по шкале MOS
ИКМ (PCM)	ITU-T G.711/1960	64	4,1…4,5
АДИКМ (ADPCM)	ITU-T G.726/1984	32/64	3,8 / 4,6
IMBE	INMARSAT-M/1990	6,4	3,1
LD-CELP	ITU-T G.728/1992	16	3,8
RPE-LTP	ETSI GSM/1992	13	3,6
VSELP	EIA/TIA IS54/1992	8	3,45
CELP	FS-1016 (США)	4,8	3,15
MP-MLQ	ITU-T G.723.1/1996	6,4	3,9
ACELP	ETSI TETRA/1996	4,8	3,4
MELP	США/1998	2,4	3,5
LPC-10	ANSI	2,4	2,9

Так, при точном квантовании в ИКМ шум мож­но считать стационарным процессом с равномерной спектральной плотностью мощности (СПМ). В то же время при адаптивном квантовании, когда шаг квантования изменяется в соответс­твии с дисперсией нестационарного РС, дисперсия ошибки квантования оказывается с ней связанной, т.е. шум квантования становится также нестационарным. Обычно ОСШК не учитывает ни спектральных соотношений сигнала и шума, ни их нестационарного харак­тера. При субъективном же восприятии важно соотношение не только дис­персий, но и СПМ РС и шума. Поэтому за основу объективного критерия, учитывающего свойства слухового восп­риятия, должны быть приняты оценки кратковременных СПМ РС и ошибки квантования. Корректность критерия качества передачи ха­рактеризуется корреляцией объективных оценок, вычисленных с его ис­пользованием, и субъективных оценок качества передачи.

Объективная оценка качества РС может производиться как во вре­менной области, так и в частотной области. Во временной области критерием качества является ОСШК. В адаптивных речевых кодеках шаг квантования изменяется в соот­ветствии с дисперсией РС, поэтому дисперсия ошибки квантования зависит от дисперсии РС. При исследованиях таких кодеков важны значения крат­ковременных ОСШК, вычисленных на коротких сегментах РС длительностью 10...30 мс. Такое сегментное ОСШКучитывает сегментный характер слухо­вого восприятия элементов речи и является лучшей мерой искажений, при которой паузы в РС не учитываются. Однако чтобы их игно­рировать, они должны быть обнаружены.

При кодировании с адаптивным предсказанием параметры предсказа­теля изменяются в соответствии с кратковременной СПМ РС, что делает необходимым учет сегментно-спектрального характера слухового восприя­тия в пределах временного сегмента РС. Так как область слышимых частот разделяется на критические полос­ки, то в каждой из них установлено оптимальное для слухового восприя­тия соотношение спектральных мощностей сигнала и ошибки квантования. С точки зрения простоты вычисле­ний, длительности необходимого для анализа речевого материала (около 3 с, т.е. одна - две фразы), а также хорошей корреляцией с объективными оценками качества показатель качества на основе сегментного ОСШК может рассматриваться как весьма эффективный инструмент при исследова­ниях кодеков различных типов.

В частотной области критерием качества является степень искаже­ния спектральной огибающей. Было установлено, что использование крите­рия качества в частотной области в большей степени соответствует субъ­ективным оценкам, чем критериям во временной области. Так, при оценке качества звучания сигнала в вокодерных методах пере­дачи, где форма реализаций речевых сигналов в дискретном времени на входе кодера x_t и выходе декодера x_t* может существенно различаться, ос­новным показателем является близость оценок СПМ x_t и x*_t. Существует множество показателей, контролирующих эту близость. В частности, определение критерия качества в частотной области базируется на LPC кепстральном расстоянии (CD). (Термин "кепстр" был введен в США в начале 60-ых годов и является в настоящее время общепринятым для обоз­начения обратного преобразования Фурье логарифма спектра мощности сиг­нала). Спектральное искажение как мера качества речи определяется здесь через спектральное расстояние между спектром входного и выходно­го сигналов. В свою очередь, мерой спектрального расстояния служит кепстральное расстояние CD.

Этот метод используют для оценки качества РС в системе линейного предсказания. Он незначительно отличается от субъективного метода MOS (коэффициент корреляции между этими методами около 0,96) - чем больше кепстральное расстояние CD, тем ниже средняя оценка мнений MOS. Такая зависимость справедлива не только для систем LPC, но и ИКМ, АДИКМ и других систем.

15. 
    Повышение помехоустойчивости цифрового канала передачи
    

При передаче цифровых данных по каналу с шумом и, тем более, с замираниями, обусловленными многолучевым распространением радиоволн, всегда существует вероятность того, что принятые данные будут содержать ошибки. Частота появления ошибок, при превышении которой принятые данные использовать нельзя, определяется свойствами слухового восприятия человека. А именно - должна быть установлена допустимая вероятность ошибок Р_ош, не приводящая к заметным на слух искажениям на аналоговом выходе. Поэтому средняя вероятность ошибочного приема элемента сигнала Р_ош является основной характеристикой помехоустойчивости цифрового канала связи. Снижение вероятности ошибок может быть достигнуто путем повышения требований к энергетическим характеристикам радиосистемы передачи – мощности радиопередатчиков, коэффициенту усиления антенн, шумовой температуре приемников. Однако далеко не всегда эти меры экономически оправданы и позволяют снизить вероятность ошибок до пренебрежимо малой величины.

Одним из важнейших средств в обеспечении достоверности передачи цифровых данных является использование канальногокодирования с исправлением ошибок(FECcoding). Кодирование канала (иначе – избыточное или помехоустойчивое кодирование), основанное на применении специальных корректирующих кодов, реализуется путем добавления по определенному алгоритму в каждый кодовый блок некоторого количества поверочных символов. Эта из­быточность позволяет корректирующему ошибки декодеру детектировать и исправ­лять неверно дошедшие данные и восста­навливать исходный поток данных по при­нятому потоку

Выбор типа корректирующего кода и его параметров зависит от требуемой достоверности приема, допустимой скорости передачи, вида ошибок в канале, сложности (стоимости) реализации схем декодирования. Учитывается также, что в результате эффективного устранения избыточности в процессе кодирования источника, предшествующего кодированию канала, информационная ценность каждого передаваемого в канал бита резко возрастает. Приблизительное соотношение естественной избыточности речевого сигнала и искусственной избыточности, вносимой в канал кодером канала, иллюстрирует рис. 15.1.

Рис. 15.1. Иллюстрация процессов кодирования источника и канала
Обсу­дим простые модели канала, описывающие процессы, происходящие между ко­дером и декодером (см. также рис. 6.1). На рис. 15.2 представлено несколько базовых моделей каналов, примени­мых для анализа канального кодирования. Наиболее простая модель называется двоичным симметричным каналом (ДСК) без памяти (рис. 15.2,а). Входы и выходы этого канала - двоичные. Переданные и принятые блоки данных соблюдают по­битовый порядок и на входе, и на выходе модели канала. Каждый бит кодируе­мой последовательности приходит на выход канала в неизменном виде с вероят­ностью 1 – Р_ош. С вероятностью Р_ош передаваемые биты инвертируются, т.е. возника­ют битовые ошибки. Декодер принимает решение о переданной закодированной последовательности с по принятой двоичной последовательности г. В процессе принятия решения декодером могут применяться только те отношения алгебраи­ческой независимости между отдельными битами переданной последовательно­сти, которые были установлены правилом кодирования. Отсутствие у рассмат­риваемой модели памяти приводит к тому, что ошибки статистически становятся взаимно независимыми, т.е. возникновение ошибок в предшествующие момен­ты времени никак не влияет на вероятность появления ошибок в текущий мо­мент.

Очень немногие реальные каналы передачи могут считаться действительно не имеющими памяти. В большинстве случаев ошибки возникают пакетами. С другой стороны, существует множество алгоритмов декодирования, разрабо­танных специально для исправления случайных ошибок, т.е. ориентированных на каналы без памяти. С целью обеспечения достаточно высокой эффективности коррекции ошибок предпринимаются дополнительные меры для разбиения па­кетов ошибок в приемнике, в частности, метод перемежения (interleaving) данных.

Вторая модель канала (рис. 15.2,б) учитывает пакетную природу ошибок, возникающих в канале передачи данных. Это значит, что появление одной ошибки в конкрет­ный момент времени увеличивает вероятность появления ошибки в следующий момент. В этом случае говорят, что канал обладает памятью о своих предыдущих состояниях. Для таких ситуаций разработаны специальные коды и алгоритмы декодирования.

В третьей модели (рис. 15.2,в), которая аналогично первой не имеет памяти, декодер использует не только знания об алгебраических соотноше­ниях между отдельными битами, но и дополнительную информацию, поступаю­щую из канала и позволяющую оптимизировать процесс декодирования. Для получения такой информации отсчет сигнала, полученный в приемнике в процессе демодуляции, квантуется в М-уровневом квантователе.

Рис. 15.2. Модели каналов с точки зрения канального кодирования

Если каждому возможному уровню квантования поставить в соответствие число от 0 до М – 1, то будет получена модель канала с двоичным входом и т-ичным выходом (рис. 15.3). В такой модели сигнал на выходе канала измеряется на­много точнее, чем в модели двоичного канала. Это позволяет использовать дополнительную информацию, содержащуюся в принятом символе для повы­шения качества декодирования, т.е. снизить вероятность принятия неверного ре­шения о принимаемой кодированной последовательности. Декодирование, при котором используется дополнительная информация канала, называется де­кодированием с мягким решением. В противовес ему, декодирование с использо­ванием только информации двоичных символов называется декодированием с жестким решением. В большинстве применяемых в современной цифровой сотовой телефонии алгоритмов декодирования используются мягкие решения.


Рис. 15.3. Модель двоичного канала, обеспечивающего мягкие решения при M = 8.

В современных цифровых системах связи и вещания для обнаружения и исправления ошибок применяют либо блочные (блоковые) корректирующие (n,k)-коды, либо сверточные коды (СК). Определяющее различие между кодерами для кодов этих двух типов состоит в наличии или отсутствии памяти.

Кодер для блокового кода отображает последовательности из k входных символов в последовательности из n выходных символов, причем всегда п > k.. При этом каждый блок из n символов зависит только от соответствующего блока из k символов и не зависит от других блоков. Параметрами блокового кода являются n, k, R = k/n – скорость кода и d - кодовое расстояние. Кодовоерасстояние является основным показателем корректирующей способности кода. Оно равно минимальному числу позиций, в которых кодовые комбинации отличаются друг от друга. Если в пределах блока кода при передаче появляется q ошибочных символов, то считают, что произошла ошибка кратности q. Кратность обнаруживаемых q_о и исправляемых q_и кодом ошибок связаны с кодовым расстоянием соотношением d = q_о + q_и + 1, причем всегда q_оq_и. Конкретный тип кода задается тремя параметрами: n, k и d. При q > 3…5 эффективность блоковых кодов заметно снижается, то есть существенно возрастает требуемая при этом избыточность. Поэтому в современных СПРС используются более эффективные сверточные коды.

Сверточный код - это линейный рекуррентный код. В общем случае он образуется следующим образом. В каждый тактовый момент времени на вход кодирующего устройства (регистр сдвига с K ячейками) поступает m символов сообщения; n выходных символов формируются с помощью рекуррентного соотношения из K = m + q символов сообщения, среди которых m поступили в данный тактовый момент времени, а q - в предшествующие. Символы сообщения, из которых формируются выходные символы, хранятся в памяти кодера. Параметр K часто называют длиной кодового ограничения данного кода. СК характеризуются также скоростью R = m / n и свободным расстоянием d_св, аналогичным параметру d блоковых кодов. Типичные значения параметров СК: m,n = 1 - 8, R = 1/4 - 7/8, K = 3 -10.

Введение при кодировании канала в информаци­онный сигнал избыточных символов сопровождается негативным эф­фектом — снижением, при неизменной скорости цифрового потока (R_ц), скорости передачи полезной нагрузки (С_ц) обратно пропорционально скорости кода (R): R_ц = С_ц/ R, бит/с. Поэтому для сохране­ния скорости передачи полезной нагрузки необходимо расширение по­лосы частот канала в R раз или повышение кратности модуляции.

Положительным эффектом помехоустойчивого кодирования являет­ся либо снижение вероятности ошибки, либо снижение энергетики пере­дачи при той же вероятности ошибки, либо и то, и другое одновременно. Таким образом, кодирование расширяет возможности компромисса между полосой и энергетикой канала, присущего любой системе связи.

Обычно качество системы связи характеризуется отношением энергии, приходящейся на один информационный символ, к односторонней спектральной мощности шума, т.е. отношением сигнал-шум (ОСШ) h₀ = Е_б / N₀, которое требуется для достижения заданной вероятности ошибки Р_ош. Уменьшение ОСШ (при заданном уровне Р_ош), достигнутое благодаря кодированию канала, характеризует энергетический выигрыш кодирования (ЭВК). При использовании блочных кодов величина ЭВК (при Р_ош  110^-5), как правило, не превышает 2,5...3,5 дБ. Применение сверточных кодов декодируемых по алгоритму Витерби с мягкими решениями позволяет получить оценку для ЭВК 4…6 дБ.

При применении конкретного кода величина ЭВК легко находится по кривым помехоустойчивости, представляющим собой зависимости вероятности ошибки декодирования Р_ош от ОСШ на входе демодулятора. Реально достижимый ЭВК зависит, в первую очередь, от свойств корректирующего кода и алгоритма его декодирования. В качестве примера на рис. 15.4 кривые помехоустойчивости построены для двух вариантов кода БЧХ в канале с ФМ-2 при использовании жестких решений в корреляционном демодуляторе.
Рис. 15.4. Кривые помехоустойчивости ФМ канала с кодированием

Определение ЭВК осуществляется относительно кривой помехоустойчивости для ФМ канала без кодирования (R=1) - при приемлемом пользователю допустимом долговременном уровне ошибок на бит информации после декодирования (Р_ош)_доп, не приводящем к заметным на слух искажениям на аналоговом выходе. Из построений следует, что при (Р_ош)_доп = 110^-6 (63,51)-код, обнаруживающий и исправляющий двукратные (q=2) ошибки, обеспечивает ЭВК   2,5 дБ, а (127,99)-код при q = 4 - выигрыш   3,5 дБ.

Кодирование канала сопровождается двумя весьма простыми, но чрезвычайно эффективными процедурами – перемежением символов и скремблированием цифровых потоков. Использование перемежения как одного из основных методов повышения верности передачи дискретных сообщений в каналах с группирующимися ошибками является хара­ктерной особенностью сотовой связи. Это следствие неизбежных глубоких замираний сигнала в условиях многолучево­го распространения, которое практически всегда имеет место, особенно в условиях плотной городской застройки. При этом груп­па следующих один за другим символов, попадающих на интервал замирания (провала) сигнала, с большой вероятностью оказывает­ся ошибочной. Если же перед выдачей информационной последо­вательности в радиоканал она подвергается процедуре перемеже­ния, а на приемном конце восстанавливается прежний порядок следования символов, то пакеты ошибок с большой вероятностью рассыпаются на одиночные ошибки. Таким образом, простое перемежение (перестановка во времени) символов позволяет декоррелировать ошибки в канале, то есть преобразовать пакеты ошибок большой кратности в одиночные, сведя, в первом приближении, канал с памятью к ДСК без памяти.

Скремблирование (рандомизация), предваряя кодирование канала, превращает цифровой сигнал в ква­зислучайный. Это, с одной стороны, позволяет создать в цифровом сигнале достаточно большое число перепадов уровня и обеспечить самосинхрони­зацию - возможность выделения из него тактовых импульсов, а с другой - приводит к более равномерному энергетическому спект­ру излучаемого радиосигнала. Благо­даря этому повышается эф­фективность работы передатчика и миними­зируется мешающее действие радиосигнала цифровой системы передачи по отношению к ана­логовым сигналам, излучаемым другими передатчиками в том же частотном диапазоне. Собственно рандомизация осуществляется пу­тем сложения по модулю 2 исходного транспортного потока данных с выхода мультиплексора кодера речи и двоичной псевдослучайной последовательности.

16. Цифровая модуляция в системах подвижной связи

Модуляция – это процесс изменения во времени значений одного или нескольких параметров несущего ВЧ колебания – амплитуды, частоты или фазы - в соответствии с изменениями передаваемого сигнала (сообщения). При про­стых видах модуляции модулирующее сообщение изменяет только один параметр – как правило, фазу. При комбинированных видах модуляции (или при пло­хой схемотехнической реализации простых схем) одновременно могут изменяться амплитуда и фаза несущей. Высокая помехоустойчи­вость, энергетическая эффективность и экономное расходование полосы частот современных СПРС достигаются в значительной степени благодаря рациональному выбору параметров модуляции.

Общая модель процессов, происходящих в модуляторе, характеризует все типы модуляций и описывается формулой



где Re{∙} - действительная часть комплексного аргумента, а функция x(t) = х^I(t) + jx^Q(t); при этом х^I(t) и x^Q(t) - сигналы, модулирующие косинусоидальную и синусоидальную составляющие несущей с частотой f_c. При соответствующем выборе этих сигналов можно описать любую цифровую модуляцию. В широко распространенной квадратурной модуляции выходной сигнал образуется суммированием двух различных модулированных сигналов, несущие которых имеют между собой фазовый сдвиг 90°. Модулирующие сигналы называются соответственно синфазной (I)и квадра­турной (Q)составляющими.

В СПРС предъявляются весьма жесткие требования к типу ис­пользуемой модуляции. Прежде всего речь идет о спектральной эффективности сигналов, которая зависит, в конечном счете, от компактности их спектра - относительной величины мощности, сосредоточенной в главном лепестке спектра, то есть в полосе частот по первым "нулям" спектра, равной 2/_с, где _с – длительность сигнала (время, затрачиваемое на передачу одного бита информации). В главном лепестке спектра сигнала после модуляции должно находиться не менее 94…97% всей энергии сигнала. Часто предъявляют высокие требования к скорости убывания составляющих спектра при больших расстройках за пределами главного лепестка спектра. Увеличение скорости спадания внеполосного излучения (ВПИ) обеспечивает непрерывность фазы сигнала в моменты перехода от символа к символу, поскольку скорость спадания ВПИ зависит от числа непрерывных производных текущей фазы сигнала.

Другое требование связано с необходимостью обеспечения по­стоянной огибающей сигнала и относится к возможности использования в по­движной станции нелинейного усилителя радиодиапазона, что особенно важно для энергетического бюджета подвижной станции.

Обратимся к схеме линейного модулятора для двукратной модуляции (рис. 16.1). Двоичный поток данных (приходящий, как правило, с выхода перемежителя) направляется на вход преобразователя, который преобразует блоки двоичной информации в пары (дибиты) информационных символов - d^Iи d^Q. Эти информационные символы направля­ются на фильтры модулирующего сигнала с импульсной характеристикой р(t) и q(t). Сигналы, модулирующие синфазную и квадратурную составляющие, опи­сываются формулами





Рис. 16.1. Линейный модулятор для двукратной модуляции

При помощи этих формул можно описать различные типы линейных моду­ляций. Так, выбор значений q(t) = 0, d^I= ±1 и p(t) = rect (t/T) соответствует двухпозиционной ФМ-2, часто называемой двоичной фазовой манипуля­цией (BPSK). При выборе значений — d^I= d^Q = ±1, a p(t) = q(t) = rесt(t/T) получим четырехпозиционную ФМ-4, на­зываемую квадратурной фазовой манипуляцией (QPSK). Обычно число возможных состояний (позиций, уровней) модулируемого параметра обозначают через М. Число сигналов обычно кратно 2, т.е. М = 2 ^В и В = log₂ M ; здесь В - кратность модуляции (В = 2,…8).

Такие виды модуляции, как квадратурная амплитудная модуляция (QAM), у которых В ≥ 2, получа­ются путем выбора многоуровневых информационных символов d^Iи d^Q. При М = 4 КАМ (4-QAM) совпадает с ФМ-4, однако при М > 8 эффективность квадратурной амплитудной модуляции выше. Стоит упомянуть, что КАМ до сих пор напрямую не применялась в системах подвижной связи, прежде всего, из-за непостоянства огиба­ющей.

Благодаря использованию комплексного сигнала x(t) каждая модуляция представляется в виде набора характеристиче­ских точек на комплексной плоскости (так называемого созвездия), траектория которых характеризует движение во времени по комплексной плоскости сигналь­ной точки с координатами х^I(t), x^Q(t).Форма сиг­нального созвездия соответствует виду модуляции. Для адекватного отображения про­странства сигналов на выходе квадратурного модулятора обычно используют прямоугольную систему координат, в которой по горизонтальной оси /, которая символизирует нулевой фазовый сдвиг, откладывают уровень сигнала в синфазном ка­нале, а по вертикальной оси Q, символизирующей сдвиг на 90°, уровень сигнала в квадратурном кана­ле. Сигналы отображаются точками, которые являются концами двумерных векторов на квадратурной (иначе - векторной) диаграмме.

На рис. 16.2 изображены созвездия нескольких наиболее важных цифровых модуля­ций. В случае М-позиционной ФМ М сигнальных точек располагаются на окружности с радиусом R =E (Е - энергия посылки сигнала), на равных расстояниях d_M между точками созвездия с угловым интервалом 2п/М радиан. Расстояния d_M характеризуют помехоустойчивость при приеме сиг­нала. Так, максимально возможное значение d₂ =2Eсоответствует максимальной (потенциальной) помехоустойчивости (т.е. наименьшей вероятности ошибочного приема), которой характеризуются т.н. противоположные (манипулированные по фазе на 180^о) сигналы ФМ-2 (рис. 16.2а). У двукратной ФМ-4 (рис. 16.2б) минимальное расстояние d₄ = 2E, что соответствует расстоянию между ортогональными сигналами. Эти сигналы являются наилучшими по помехоустойчивости из всех двумерных четырехпозиционных сигналов.

Рис. 16.2. Примеры сигнальных созвездий: а - BPSK, б - QPSK, в - 16-QAM

Сигналы с фазовой модуляцией обладают высокой помехоустойчивостью, однако у них невелика спектральная эффективность, да и с точки зрения систем подвижной связи такие сигналы обладают существенным недостатком - огибающая имеет переменный характер и может принимать мгновенные значения, близкие к нулю. Чтобы проиллюстрировать это, можно воспользоваться графиком траектории сигнала на I(Q) - диаграмме для всех возможных комбинаций дибитов (пар) входных символов (рис. 16.3). Такая траектория отображает всевозможные линии перехода между символами передаваемого потока, зависящие от его статистических свойств.

Главный лепесток спектра ФМ-4 (QPSK) содержит порядка 90% всей мощности сигнала, в результате чего эффективность использования спектра, показывающая, сколько бит в секунду информации можно передать в одном герце полосы, не превосходит 1,5 бит/с/Гц. При использовании ФМ-2 (или ФМ-4) определение фазы любой принятой посылки производится по отношению к некоторой фиксированной опорной фазе _оп, вследствие чего реализация демодулятора таких сигналов сопровождается известными трудностями. С целью устранения этого недостатка используют относительное кодирование передаваемого сообщения на стороне передачи и относительное декодирование - на приемной стороне. Перекодирование исходной цифровой последовательности осуществляется по правилу: b_i = a_i  b_i-1, где a_i - символ на входе относительного кодера; b_i - символ на его выходе; b_i-1 - символ с выхода кодера, задержанный на такт, т.е. на длительность _с ;  - процедура сложения по модулю 2.




Рис. 16.3. Огибающая модуляции ФМ-4 (QPSK) на квадратурной плоскости
Перекодирование исходных данных и как следствие этого переход к сигналам ОФМ, естественно, не повышает эффективность использования спектра при их передаче по каналам связи. Универсальным средством уменьшения полосы, требуемой для передачи модулированных сигналов, является перехода к многократной (В>2) (многопозиционной) модуляции. При этом исходная последовательность символов разбивается на блоки по В = 2,3,4,…соседних символов (соответственно при М = 4,8,16,...), а длительность сигнала оказывается равной Т_с = _с  В, что приводит к сокращению в В раз полосы занимаемых частот (при сохранении скорости передачи) и возрастанию приблизительно в В раз эффективности использования спектра.

Для повышения спектральной эффективности широко применяется относительная квадратурная ОФМ-4 (DQPSK), а уменьшение изменений огибающей при манипуляции фазы у таких сигналов достигается добавле­нием фазового сдвига /4 к дифференциальному сигналу в каждый период манипуляции (рис. 16.4). При реализации дифференциального кодирования в сочетании со сдвигом несущей на π/4 сигнальное созвез­дие формируется двумя четырехточечными созвездиями QPSK, нало­женными со сдвигом 45°. В результате в сигнале присутствуют восемь фазовых сдвигов, причем фазы символов выбираются поочередно - то из одного созвездия QPSK, то из другого. Последовательные символы име­ют относительные фазовые сдвиги (относительно предыдущего периода модуляции), соответствующие одному из четы­рех углов: ± π/4 и ±3 π/4. В результате огибающая не принимает мгновенные значения, равные нулю. Такая модуляция, обозначаемая /4-ОФМ-4 (shift DQPSK), достаточно широко применяется в системах подвижной связи, например, в D-AMPS, PDC и ТЕТRА.
Рис. 16.4. Сигнальное созвездие модуляции /4-ОФМ-4.
На рис. 16.5 изображены траектории сигнала /4-ОФМ-4 для всех возможных комбинаций дибитов входных символов в случае, когда цифровые символы формируются модулирующим фильтром с характеристикой p(t) (см. рис.16.1) в виде корня квадратного из приподнятого косину­са и коэффициентом сглаживания, равным 0,35. Несмотря на то, что модуляция не обладает постоянной огибающей, ее колебания ограничены, и она никогда не достигает нуля. Это помогает бороться с нелинейными искажениями, вносимы­ми нелинейностью усилителей мощности подвижных станций.


Рис. 16.5. Огибающая модуляции /4-ОФМ-4 на квадратурной плоскости.

Весьма эффективной является также частотная модуляция минимальным сдвигом ЧММС (MSK), которая способна обеспечить минимум помех в соседних по частоте каналах. Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно – через интервалы времени, кратные периоду Т = _с битовой модулирующей последовательности, принимает значения f_н = f₀ – F/4 или f_в = f₀ + F/4, где f₀ – центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/T. Метод MSK иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (офсетная OQPSK), но с заменой пря­моугольных модулирующих импульсов длительности 2Т полувол­новыми отрезками синусоид или косинусоид. Разнос частот f = f_в - f_н = F/2 - минимально возможный, при ко­тором обеспечивается ортогональность колебаний частот f_н и f_в на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т меж­ду колебаниями частот f_н и f_внабегает разность фаз, равная . Та­ким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода мо­дуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет m = (F/4)/(F/2) = 0,5.

MSK реализуется в стандарте GSM как гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (GMSK). Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соот­ветствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой по­следовательности относительно узкополосным гауссовским фильт­ром с импульсной характеристикой h(t); именно эта дополнительная фильтрация отличает метод GMSK от метода MSK. В качестве характеристического параметра GMSKиспользуют произведение ВТ, где В - ширина спектра импульса h(t) по уровню З дБ, а Т- длительность одного бита. На рис. 16.6 изображена спектральная плотность мощности на выхо­де идеального


Рис. 16.6. Спектральная плотность мощности сигнала GMSK в сравнении с сигналами MSK и BPSK
GMSK-модулятора (ВТ = 0,3), нормализованного по отношению к периоду Т. Сравнение этого графика со спектральной плотностью мощности MSK и BPSK, указывает на серьезное преимущество этой модуляции, прежде всего - в части скорости спадания внеполосного излучения, т.е. скорости снижения уровня мощности боковых спектраль­ных лепестков.

17. 
    Вопросы совершенствования обработки информации в СПРС
    

Важнейшей проблемой на пути создания высокоэффективных систем пере­дачи информации является проблема согласования модемов и кодеков с учётом статистических свойств непрерывного канала. Кодирование и модуляцию необ­ходимо рассматривать как единый процесс формирования наилучшего сигнала, а демодуляцию и декодирование — как процесс наилучшей обработки сигна­лов. В технике цифровой связи методы модуляции играют весьма значи­мую роль. Помимо своей основной функции — преобразования символ - сигнал, т.е. выполнения функции интерфейса между дискретным и непрерывным каналами — процесс модуляции является составной частью общего про­цесса согласования сигнала с характеристиками канала.

Многопозиционные сигналы с плотной упаковкой (например, ФМ и КАМ) обеспечивают высокую удельную скорость за счёт снижения энергетической эффективности. С другой сторо­ны, корректирующие коды позволяют повысить энергетическую эффективность при определённом снижении удельной скорости. Каждый из этих способов да­ёт выигрыш по одному показателю в обмен на ухудшение другого. Для того чтобы получить одновременно наилучшую энергетическую и частотную эффективность, используется кодированная модуляция или - в другой терминологии – определенные сигнально-кодовые конструкции (СКК), сочетающие в единой конструкции многопозиционные сигналы и корректирующие коды. В качестве помехоустойчивых кодов в СКК обычно используются свёрточные коды, а в качестве многопозиционных сигналов - чаще всего ФМ сигналы.

Создание сигнально-кодовых конструкций с целью обеспечения наилучшего качества передачи данных по каналу осуществляется в рамках многоуровневого кодирования. На практике это означает обеспечение максимальной защиты тех бит ФМ модуляции, которые наиболее подвержены ошибкам. Различные уровни защиты реализуются с помощью различных компонентов свёрточных кодов с индивидуальными скоростями R_p = m/n. Эти компоненты образуются в кодере путем выкалывания символов в первичном (материнском) коде, характеризуемом скоростью R = 1/n. В результате выкалывания формируется перфорированный код, скорость которого, в рамках конкретного блока кода, может изменяться в широких пределах, например от R = 8/9 до R = 1/4. При этом входной байт информационных символов (m = 8) остается неизменным, а выкалыванием варьируется количество избыточных (поверочных) символов. Тем самым меняется уровень защиты информационных бит в конкретном блоке кода – от самого низкого, когда добавляется только один поверочный бит (код (n-1)/n), до максимального, которому соответствуют три поверочных бита на каждый информационный.

В качестве примера совершенствования обработки информации в СПРС при адаптации пропускной способности системы, рассмотрим отдельные аспекты расширения GSM/ GPRS, связанные с увеличением скорости передачи данных в рамках технологии, известной под названием EDGE.

Введение услуги пакетной радиопередачи данных GPRSстало значительным улучшением и расширением стандартной системы GSM. Причин для ее возникновения много. Скорости передачи данных в существующих сетях подвижной связи были недостаточными, а время уста­новления соединения - слишком большим. Передача данных по сети с коммута­цией каналов не соответствовала пакетному и асимметричному характеру тра­фика, что приводило к неэффективному использованию существующих ресурсов системы. В конечном итоге было принято решение о применении передачи данных с коммутацией пакетов. В результате в таком режиме абоненты получили возможность задействовать одни и те же физические каналы, а системные ресур­сы распределяются более эффективно благодаря статистическому мультиплек­сированию. Последствием применения пакетной коммутации является принцип оплаты за услугу, базирующийся на количестве переданных пакетов данных.

Физический уровень системы GPRS похож на физический уровень стандартной системы GSM. Тем не менее, пакетная передача и асимметрия тра­фика потребовали внесения в него некоторых изменений и дополнений. Так, система GPRS позволяет, при необходимости, передавать пакетные данные в режиме коммутации пакетов с использованием более одного временного слота (до восьми временных слотов) в кадре, если это возможно с точки зрения системных ресурсов. Однако скорость такой передачи данных не очень высока по сравнению с проводным подключе­нием к сети Internet. Удовлетворить потребность в более высоких скоростях удалось в рамках новой технологии повышения скорости передачи данных EDGE.

В системе EDGE для GSM (т.н. система EDGEClassic) используются некоторые усовершенствования, которые позволяют передавать пакеты данных с более высокими скоростями, чем в стандартных системах GSM или GPRS. Среди этих усовершенствований: применение модуляции ФМ-8 (8-PSK) в высокоскоростных режимах (в низкоскоро­стных режимах по-прежнему используется GMSK-модуляция); медленная скачкообразная пере­стройка частоты, которая представляет собой опцию в стандартной системе GSM; контроль качества радиока­нала.

Модуляция ФМ-8, по определению, позволяет обеспечить в три раза большую скорость передачи данных по сравнению со стандартной системой GSM при условии использования тех же символьной скорости и полосы частот. Это обуслов­лено тем, что при ФМ-8 каждый информационный символ представ­ляется тремя битами. Побитовое соответствие блоков символам подчиняется правилу Грея. Помимо фазового сдвига, определяемого ин­формационными битами, фаза дополнительно сдвигается на Зπ/8 на каждый период передачи одного символа. Это позволяет избежать низких уровней оги­бающей, что негативно сказывается на нелинейном режиме усиления таких сигналов (см. разд. 16). Для того чтобы привести сигнал в соответствие с шириной спект­ра канала и сохранить форму GMSK-спектра, используется модулирующий им­пульс p(t) (рис. 17.1), форма которого похожа на гауссовскую кривую и рассчитана при помощи численных методов.

Рис. 17.1. Импульсная характери­стика фильтра формирования импульсов в модуляторе сигналов ФМ-8 системы EDGE
Важнейшее свойство системы EDGE- контроль качества радиока­нала. Подвижные станции передают на базовые станции информацию о качестве канала. На основании этой информации принимается решение о том, какую ком­бинацию модуляции и канального кодирования следует использовать. В системе EDGE могут применяться два типа модуляции (GMSK и ФМ-8) и девять скоро­стей кодирования. Каждая комбинация имеет свою характеристику, выражае­мую в зависимости пропускной способности (на один временной слот) от отношения сигнал/шум. Переключение между комбинациями кодирования и модуля­ции позволяет максимизировать пропускную способность. Принцип адаптации к качеству канала радиосвязи иллюстрируется на рис. 17.2. Максимальная скорость передачи данных на одну несущую (когда используются все временные слоты) составляет 556,8 кбит/с для ФМ-8 и 185,6 кбит/с для GMSK. Максимальная доступная пользователю скорость переда­чи данных будет меньше из-за использования канального коди­рования со скоростями в диапа­зоне отR= 0,38 доR = 1.

Контроль качества радиоканала, реализованный в системе EDGE при помо­щи адаптивного выбора модуляции и кодирования, подтверждается теорией информации. Так, можно показать, что для достижения максимальной пропускной способности скорость передачи данных должна быть вы­сокой при хорошем качестве радиоканала (при больших отношениях сигнал-шум) и низкой при временном снижении качества канала. Необходимо подчерк­нуть, что такая адаптация возможна только при наличии обратной связи между приемником и передатчиком. В табл. 17.1 приведены возможные комбинации ко­дирования и модуляции.

Радиоблок данных (РБД) - это наименьший элемент передаваемых в рамках системы EDGE данных. Каждый РБД содержит один или два блока пакетных дан­ных (PDU). Количество PDUв радиоблоке зависит от выбранной схемы модуляции и кодирования. В случае использования канала с ошибками, как правило, применяется метод ARQ (автоматический запрос на повторение) - при наличии обратной связи между приемником и передатчиком.



Рис. 17.2. Пропускная способность на один временной слот для различных комбинаций кодирования и модуляции
Передача информационных последовательностей, дополненных CRC-блоками для обнаружения ошибок, часто применяется в системах пере­дачи данных, включая системы подвижной связи. В этом случае необходимо создать канал обратной связи, по которому будет передаваться информация о том, был переданный информационный блок принят или отвергнут. Если та­кой канал не может быть реализован (например, из-за чрезмерных задержек в сети), то остается единственный способ увеличения производительности пе­редачи данных - применение достаточно строгой упреждающей коррекции ошибок (FEC), т.е. канального кодирования.

На рис. 17.3 представлена схема передачи данных при использовании канала обратной связи. Основной поток данных передается с передатчика на прием­ник по основному каналу. В основе стандартного метода ARQ лежит до­бавление CRC-битов четности, вычисленных передатчиком, к концу блока дан­ных. В приемнике CRC-биты заново рассчитываются по принятому блоку дан­ных. Если вычисленные биты совпадают с принятыми, то приемник посылает подтверждение приема (АСК), и передатчик начинает передавать следующий блок. Если рассчитанные приемником CRC-биты не совпадают с принятыми, то весь блок отбрасывается и подлежит повторной передаче. Вместо простой схемы ARQ может использоваться принцип ARQ с нарастающей избыточностью (IR).
Таблица 17.1.

Схема	Модуляция	Максимальная скорость, кбит/с	Скорость кода	PDU/ 20 мс	Размер PDU, байтов
MSC-9	ФМ-8	473	1,0	2	74
MSC-8	ФМ-8	435	0,92	2	68
MSC-7	ФМ-8	358	0,76	2	56
MSC-6	ФМ-8	234	0,49	1	74
MSC-5	ФМ-8	179,2	0,37	1	56
MSC-4	GMSK	141	1,0	1	44
MSC-3	GMSK	119	0,80	1	37
MSC-2	GMSK	90	0,66	1	28
MSC-1	GMSK	70,4	0,53	1	22

В основе метода IRARQ лежит повторное использование ошибочного блока для детектирования ошибок. В процессе кодирования на выходе сверточного ко­дера применяется перфорирование по двум или трем различным схемам (Р1, Р2 или РЗ). Вначале передается кодированный блок, подвергнутый перфорирова­нию по схеме Р1. Если в нем обнаружены ошибки, то передаются биты, полученные при перфорировании по схеме Р2, которые добавляются к ранее переданно­му блоку. Затем этот блок снова декодируется. При этом возрастает количество битов четности (избыточности), и декодирование целого блока приводит к гораз­до лучшей коррекции ошибок. Если были получены все биты, рассчитанные по всем схемам перфорирования, а ошибки не были устранены, то повторяется весь процесс передачи блока.



Рис. 17.3. Система передачи данных с повтором блоков и каналом обратной связи

Благодаря высоким ско­ростям передачи данных, достижимых в системе EDGE, она сегодня рассматривается как одно из возможных предложений к реализации систем третьего поколения (3G). В ближайшем будущем станет ясно, насколько введение EDGE в сети GSM повлияет на распространение системы UMTS.