Главная страница
Навигация по странице:

  • Аппроксимация амплитудной характеристики линейно-ломаной

  • Аппроксимация амплитудной характеристики полиномом.

  • Перекрестные искажения в ВЧ части группового тракта.

  • 1.2.2. Улучшение энергетических соотношений.

  • 1.2.3. Методика расчета перекрестных искажений.

  • Телемеханика. Телемеханика_4. Конспект лекций для студентов специальности 153 01 07 Информационные технологии и управление в технических системах


    Скачать 1.58 Mb.
    НазваниеКонспект лекций для студентов специальности 153 01 07 Информационные технологии и управление в технических системах
    АнкорТелемеханика
    Дата31.10.2021
    Размер1.58 Mb.
    Формат файлаpdf
    Имя файлаТелемеханика_4.pdf
    ТипКонспект лекций
    #260089
    страница3 из 16
    1   2   3   4   5   6   7   8   9   ...   16
    Перекрестные искажения в НЧ части группового тракта.Перекрест- ные искажения в НЧ части тракта определяются нелинейностью амплитудной характеристики. Так как анализ этих искажений является достаточно сложной задачей, то обычно ограничиваются их приближенной оценкой. Рассмотрим два приближенных способа: при аппроксимации амплитудной характеристики ли- нейно-ломаной; при аппроксимации амплитудной характеристики полиномом.
    Аппроксимация амплитудной характеристики линейно-ломаной. Ам- плитудная характеристика НЧ части группового тракта в этом случае будет иметь вид, показанный на рис. 1.5.
    Превышение групповым сигналом
    )
    (t
    x
    уровня полной линейной модуля- ции приводит к появлению искажения, так как все мгновенные значения
    x
    , превышающие
    л
    U , не будут воспроизводиться на выходе группового тракта.
    Известно, что если число модулированных поднесущих достаточно велико (не менее 8…10) и фазы поднесущих случайны и равновероятны в интервале p
    2 0
    (используются раздельные генераторы поднесущих), то в соответствии с центральной предельной теоремой Ляпунова можно считать, что сумма напря- жений модулированных поднесущих – групповой сигнал – представляет собой случайный стационарный процесс. При этом достаточно хорошим приближе- нием для функции распределения
    )
    (x
    W
    является нормальный закон.
    2 2
    2 2
    1
    )
    (
    э
    э
    x
    x
    e
    x
    x
    W
    - p
    =
    ,
    (1.12) где
    x
    – мгновенное значение суммы поднесущих;
    э
    x – эффективное значение группового сигнала.
    ò
    ò å
    =
    =
    =
    T
    T n
    i
    i
    э
    dt
    t
    x
    T
    dt
    t
    S
    T
    x
    0 2
    0 1
    2
    )
    (
    1
    )
    (
    1
    (1.13)
    Здесь
    л
    U – уровень полной линейной модуляции. Такую аппроксимацию це- лесообразно выбирать, если перед мо- дулятором включен ограничитель груп- пового сигнала
    )
    (t
    x
    с целью улучшения энергетических соотношений. При этом амплитудная характеристика тракта бу- дет определяться характеристикой огра- ничителя. Для получения неискаженно- го сигнала при работе необходимо ис- пользовать только линейную часть ха- рактеристики, т.е.
    л
    U
    t
    x
    £
    )
    (
    Рис. 1.5. Амплитудная характе- ристика НЧ части группового тракта
    U
    вых
    -U
    л
    U
    л
    U
    вх

    18
    При равенстве всех амплитуд немодулированных поднесущих и при сто- процентной амплитудной модуляции каждой
    4 3n
    U
    x
    э
    =
    ,
    (1.14) при частотной –
    2
    n
    U
    x
    э
    =
    ,
    (1.15) где
    U
    – амплитуда немодулированной поднесущей.
    Зная функцию
    )
    (x
    W
    , можно найти вероятность того, что мгновенное значе- ние группового сигнала
    x
    превысит уровень
    л
    U (вероятность перемодуляции):
    ò
    ò
    -
    ¥
    -
    ¥
    +
    =
    ³
    л
    л
    U
    U
    л
    dx
    x
    W
    dx
    x
    W
    U
    x
    P
    )
    (
    )
    (
    )
    |
    (|
    , или
    ò
    -
    =
    ³
    л
    U
    л
    dx
    x
    W
    U
    x
    P
    0
    )
    (
    2 1
    )
    |
    (|
    (1.16)
    Тогда выражение (1.20) можно представить в виде
    П
    ПМ
    э
    НЧ
    HF
    P
    x
    P
    2 0
    2 3 ×
    p
    »
    ,
    (1.22) или
    2 2
    2 0
    2 3
    H
    П
    э
    НЧ
    e
    F
    H
    x
    P
    -
    ×
    p
    »
    (1.23)
    Представляя перекрестную помеху на выходе разделителя каналов как шум с постоянной спектральной плотностью
    НЧ
    P
    0
    , можно рассчитать средне- квадратичную ошибку на выходе отдельного канала. Если поднесущие выби- раются из таблицы стандартных поднесущих частот, то
    ci
    F изменяется в зави- симости от номера канала. Следовательно, ошибка также будет изменяться.
    Для того чтобы величина ошибки была постоянна в каждом канале, амплитуд- ные значения поднесущих необходимо выбирать из условия
    1 1
    c
    ci
    i
    F
    F
    U
    U
    =
    (1.24)
    В свою очередь
    nU
    U
    n
    i
    i
    =
    å
    =1
    ,
    (1.25)

    19 где
    U
    – среднее значение амплитуды поднесущей, постоянное для каждого канала.
    Следовательно,
    å
    =
    =
    n
    i
    ci
    c
    F
    F
    nU
    U
    1 1
    1
    (1.26)
    Аппроксимация амплитудной характеристики полиномом. Аппрокси- мация амплитудной характеристики группового тракта полиномом использует- ся в тех случаях, когда предварительное ограничение группового тракта перед второй ступенью модуляции отсутствует, и аппроксимация линейно-ломаной становится грубым приближением. В этом случае амплитудную характеристи- ку можно определить полиномом вида
    3 3
    2 2
    1
    +
    +
    +
    =
    вх
    вх
    вх
    вых
    U
    a
    U
    a
    U
    a
    U
    , где
    1
    a ,
    2
    a ,
    3
    a – постоянные коэффициенты, величина и знак которых опреде- ляется видом характеристики.
    Так как искажения группового тракта должны быть небольшими, то нели- нейность реальной характеристики не будет значительной. Поэтому при анали- зе достаточно ограничения тремя первыми числами этого выражения.
    Тогда ошибку от перекрестных помех можно представить в виде
    )
    (
    )
    (
    )
    (
    3 3
    2 2
    t
    x
    a
    t
    x
    a
    t
    П
    +
    =
    e
    В качестве примера предположим, что на вход поступают два сигнала
    t
    U
    t
    S
    1 1
    1
    cos
    )
    (
    w
    =
    и
    t
    U
    t
    S
    2 2
    2
    cos
    )
    (
    w
    =
    . Для простоты вычислений принимаем, что
    1 2
    1
    =
    = U
    U
    Тогда
    ´
    w
    +
    w
    =
    w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    =
    e
    t
    t
    a
    t
    t
    a
    t
    t
    a
    t
    П
    1 1
    2 2
    2 2
    1 3
    2 2
    1 2
    cos
    2
    (cos
    )
    cos
    (cos
    )
    cos
    (cos
    )
    (
    =
    w
    +
    w w
    +
    w w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    ´
    )
    cos cos cos
    3
    cos cos
    3
    (cos
    )
    cos cos
    2 3
    2 2
    1 2
    1 2
    1 3
    3 2
    2 2
    t
    t
    t
    t
    t
    t
    a
    t
    t
    +
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    - w
    +
    w
    +
    =
    ]
    2 1
    2
    cos
    2 1
    )
    cos(
    )
    cos(
    2
    cos
    2 1
    2 1
    [
    2 2
    1 2
    1 1
    2
    t
    t
    t
    t
    a
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    - w
    +
    w
    +
    t
    t
    t
    t
    t
    a
    )
    2
    cos(
    4 3
    cos
    2 3
    )
    2
    cos(
    4 1
    )
    2
    cos(
    4 1
    cos
    2 1
    [
    2 1
    2 1
    1 1
    1 1
    3
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    +
    w
    - w
    +
    w
    +
    w
    - w
    +
    t
    t
    t
    t
    t
    2 1
    2 1
    2 1
    2 1
    cos
    2 1
    )
    2
    cos(
    4 3
    )
    2
    cos(
    4 3
    cos
    2 3
    )
    2
    cos(
    4 3
    ]
    )
    2
    cos(
    4 1
    )
    2
    cos(
    4 1
    2 2
    2 2
    t
    t
    w
    +
    w
    +
    w
    - w
    (1.27)

    20
    Из этого выражения видно, что в спектре даже при немодулированных поднесущих появляются комбинационные составляющие вида:
    2 1
    2
    w
    ±
    w
    ;
    1 2
    2
    w
    ±
    w
    ;
    1 1
    2
    w
    ±
    w
    ;
    2 2
    2
    w
    ±
    w
    ;
    2 1
    w
    ±
    w
    . Причем число их резко возрастает с увеличением числа каналов. Так при числе каналов
    5
    =
    n
    число комбинацион- ных составляющих вида
    j
    i
    w
    ±
    w
    =20, а при
    10
    =
    n
    число составляющих вида
    j
    i
    w
    ±
    w равно 90. Последнее обстоятельство является причиной ограничения числа каналов (до 18…20) в радиотелеметрических системах с частотным раз- делением каналов.
    На основании выражения (1.27) можно установить, какие составляющие перекрестных помех попадают в полосу, занимаемую групповым сигналом, и определить мощность перекрестных помех:
    å
    =
    å
    =
    m
    i
    i
    P
    P
    1
    , где
    i
    P – мощность составляющих, попадающих в полосу группового тракта.
    Расчеты показывают, что
    )
    2 3
    (
    4 1
    3 6
    2 3
    2 4
    2
    n
    U
    a
    n
    U
    a
    P
    +
    »
    å
    (1.28)
    Принимая приближенно, что спектральная плотность перекрестной поме- хи в полосе группового сигнала равномерна, и пренебрегая влиянием квадра- тичного члена характеристики, получим выражение для спектральной плотно- сти перекрестной помехи:
    2 6 3 3
    0НЧ
    П
    П
    0,4
    P
    a U n
    P
    F
    F
    å
    =
    »
    (1.29)
    Коэффициент
    3
    a можно найти из экспериментальной амплитудной харак- теристики группового тракта.
    Среднеквадратичную ошибку от перекрестных искажений на выходе от- дельного i -го канала можно определить из выражений [1].
    Для уменьшения влияния перекрестных искажений выбор поднесущих ча- стот производят по коэффициентам
    n
    r (табл. 1.3), либо по таблицам стандарт- ных частот (табл. 1.4).
    Таблица 1.3
    Типовые наборы коэффициентов
    r1
    r2
    r3
    r4
    r5
    r6 1
    1,3 1,8 2,45 3,0 4,5 1
    1,8 3,3 5,7 9,85 17,0 1
    2,3 3,95 9,0 18,7 35,0

    21
    Таблица 1.4
    Стандарты поднесущих частот
    Ка- нал
    Центральная частота,
    Гц
    Нижний предел,
    Гц
    Верхний предел,
    Гц
    Максималь- ная девиация частоты,
    %
    Частота пе- редаваемого сигнала,
    Гц
    1 2
    3 4
    5 6
    1 400 370 430
    ±
    7,5 6,0 2
    560 518 602
    ±
    7,5 8,4 3
    730 675 785
    ±
    7,5 11 4
    960 888 1032
    ±
    7,5 14 5
    1300 1202 1399
    ±
    7,5 20 6
    1700 1572 1828
    ±
    7,5 25 7
    2300 2127 2473
    ±
    7,5 35 8
    3000 2775 3225
    ±
    7,5 45 9
    3900 3607 4193
    ±
    7,5 59 10 5400 4995 5905
    ±
    7,5 81
    Окончание табл. 1.4
    1
    2
    3
    4
    5
    6
    11 7350 6799 7601
    ±
    7,5 110 12 10 500 9712 11 288
    ±
    7,5 160 13 14 500 13 412 15 588
    ±
    7,5 220 14 22 000 20 350 23 650
    ±
    7,5 330 15 30 000 27 750 32 250
    ±
    7,5 450 16 40 000 37 000 43 000
    ±
    7,5 600 17 52 500 48 562 56 438
    ±
    7,5 790 18 70 000 64 750 75 250
    ±
    7,5 1050 19 93 000 86 025 99 975
    ±
    7,5 1400 20 124 000 114 700 133 300
    ±
    7,5 1900 21 165 000 152 625 177 375
    ±
    7,5 2500
    При таком выборе поднесущих частот комбинационные частоты будут присутствовать, но они не будут совпадать с рабочей частотой.
    Перекрестные искажения в ВЧ части группового тракта.Произведем анализ перекрестных искажений, возникающих в высокочастотной части, предполагая, что НЧ часть не вносит искажений.
    Если во второй ступени имеет место АМ, то при экспериментальном определении коэффициента
    3
    a автоматически будет учтено влияние нелиней- ности характеристики и ВЧ части. Поэтому ограничимся рассмотрением лишь случая ЧМ во второй ступени.
    Как было указано выше, при ЧМ во второй ступени искажения в ВЧ трак- те возникают из-за нелинейности фазовой характеристики и изменения распро- странения радиоволн.

    22
    Мгновенное значение частот на входе и выходе отличаются на величину вых вх
    ( )
    ( )
    [ (
    )]
    d
    t
    t
    dt
    w d = w
    - w
    =
    j Dw
    ,
    (1.30) где
    )
    (
    w
    D
    j
    – фазовая характеристика ВЧ тракта; w
    D
    – максимальная девиация частоты.
    Следовательно, погрешность частоты w
    d будет проявляться в виде пере- крестных искажений.
    Если представить фазовую характеристику полиномом
    3 3
    2 2
    1
    )
    (
    w
    D
    +
    w
    D
    +
    w
    D
    =
    w j
    b
    b
    b
    , то перекрестная помеха на выходе демодулятора группового сигнала будет равна
    )
    (
    )
    (
    3 3
    2 2
    w
    D
    +
    w
    D
    =
    d
    =
    e w
    b
    b
    dt
    d
    K
    K
    t
    Д
    Д
    П
    , где К
    Д
    – коэффициент передачи частотного детектора для круговой частоты.
    Тогда спектральную плотность можно определить из выражения
    П
    n
    b
    K
    P
    Д
    ВЧ
    w w
    D
    w
    ×
    =
    3 6
    2 3
    2 2
    4
    ,
    0 0
    (1.31) и найти среднеквадратичную ошибку. Как показывают расчеты, во многих практических случаях
    НЧ
    ВЧ
    P
    P
    0 0
    <<
    , следовательно, искажениями из-за нели- нейности фазовой характеристики можно пренебречь по сравнению с искаже- ниями из-за нелинейности амплитудной характеристики группового тракта.
    Перекрестные искажения из-за различных интерференционных явлений можно существенно уменьшить следующими способами:
    выбором частотного диапазона, который не используется для других си- стем связи, что исключает мешающее действие других передатчиков;
    – использованием направленных антенн;
    – размещением передатчика и приемника на минимально возможных рас- стояниях от антенн и тщательным согласованием их с нагрузкой.
    Применение этих способов во многих случаях позволяет пренебречь влиянием интерференционных искажений по сравнению с другими видами искажений.
    1.2.2. Улучшение энергетических соотношений. Известно, что многока- нальное сообщение – групповой сигнал – представляет собой сумму модулиро- ванных поднесущих, определяемых выражением (1.10). Для исключения пере- крестных помех достаточно, чтобы сумма амплитуд поднесущих не превышала порогового значения U
    Л

    23
    Если амплитуды поднесущих равны, то при АМ и ЧМ в системе с извест- ным числом каналов их можно определить из выражений: при АМ
    n
    U
    U
    Л
    2
    =
    ¢
    ,
    (1.32) при ЧМ
    n
    U
    U
    Л
    =
    ¢
    (1.33)
    Эти условия носят название критерия отсутствия искажений.
    Однако при проектировании телеметрической системы обеспечивать такое соотношение невыгодно, так как уменьшение амплитуд поднесущих приводит к снижению помехоустойчивости. Поэтому целесообразно увеличить амплиту- ды поднесущих, но при условии, чтобы ошибки от перекрестных помех не пре- вышали допустимой величины.
    Возможность подобного улучшения качества системы обусловливается тем, что групповой сигнал, как было показано ранее, является случайным. От- сюда следует, что только с определенной вероятностью Р
    ПМ
    групповой сигнал может превысить пороговое значение U
    Л
    . В свою очередь, вероятность перемо- дуляции Р
    ПМ
    определяет согласно выражению (1.22) ошибку от перекрестных помех. На основании этого приведем методику расчета при заданной вероятно- сти Р
    ПМ
    , определяемой выражением (1.17).
    Значения амплитуд поднесущих, при которых перемодуляция отсутствует, определяется выражениями (1.32) и (1.33). Если допустить перемодуляцию, то амплитуды поднесущих можно увеличить. Обозначим их новые значения через
    U
    . Тогда, согласно выражениям (1.14) и (1.15), эффективное значение группового сигнала будет равно: при АМ
    4 3n
    U
    x
    э
    =
    , при ЧМ
    2
    n
    U
    x
    э
    =
    Используя выражения (1.32) и (1.33), можно получить соотношения для относительного порога перемодуляции при АМ и ЧМ в виде уравнений
    АМ
    U
    U
    n
    H
    ÷
    ø
    ö
    ç
    è
    æ ¢
    =
    3 4
    ,
    ЧМ
    U
    U
    n
    H
    ÷
    ø
    ö
    ç
    è
    æ ¢
    = 2
    Отсюда
    H
    n
    U
    U
    АМ
    3
    ,
    2
    =
    ÷
    ø
    ö
    ç
    è
    æ
    ¢
    ,
    (1.34)

    24
    H
    n
    U
    U
    41
    ,
    1
    ЧМ
    =
    ÷
    ø
    ö
    ç
    è
    æ
    ¢
    ,
    (1.35) где
    U ¢
    – амплитуда немодулированной поднесущей при отсутствии перемо- дуляции;
    U
    – амплитуда немодулированной поднесущей в случае перемодуляции.
    Последнее соотношение позволяет рассчитать допустимое увеличение ам- плитуды поднесущих при заданном пороге H , определяемом вероятностью перемодуляции Р
    ПМ
    1.2.3. Методика расчета перекрестных искажений. Для расчета средне- квадратичной ошибки от перекрестных помех можно предложить следующий порядок:
    – Исходя из требований точности к телеметрической системы, необходи- мо ориентировочно задаться величиной допустимой вероятности перемодуля- ции Р
    ПМ
    . Ее значение, как правило, выбирается в пределах от
    2 10
    - до
    5 10
    -
    1. По заданной величине вероятности перемодуляции находим порог пе- ремодуляции H из выражений (1.17) либо из табл. 1.5.
    Таблица 1.5
    Р
    ПМ
    10
    -5 5·10
    -5 10
    -4 5·10
    -4 10
    -3 5·10
    -3 10
    -2 5·10
    -2
    Н
    4,42 4,05 3,89 3,48 3,29 2,81 2,57 1,96 2. По известной величине относительного порога перемодуляции и числу каналов
    n
    из соотношений (1.34) и (1.35) определяем, во сколько раз можно увеличить амплитуды поднесущих.
    3. Определив из выражений (1.32) и (1.33) амплитуды поднесущих при от- сутствии перемодуляции
    АМ
    U ¢ или
    ЧМ
    U ¢ , находим амплитудные значения под- несущих в случае перемодуляции
    АМ
    U
    и
    ЧМ
    U
    4. Зная Р
    ПМ
    , порог перемодуляции H и частоту наиболее высокой подне- сущей
    П
    F , находим спектральную плотность перекрестной помехи
    НЧ
    P
    0
    . Эф- фективное значение группового сигнала определяется из выражений (1.14) и
    (1.15). При аппроксимации характеристики линейно-ломаной спектральную плотность находим из точного выражения (1.20) либо из приближенных (1.22) и (1.23). При аппроксимации характеристики Полиномом спектральную плот- ность находим из выражения (1.29), причем коэффициент
    3
    a определяется непосредственно из экспериментальных данных.
    5. При частотной модуляции во второй ступени из выражения (1.31) опре- деляем спектральную плотность перекрестной помехи
    ВЧ
    P
    0
    , возникающей из-за нелинейности характеристики ВЧ части группового тракта.
    6. Общую спектральную плотность перекрестных помех получим в виде

    25
    ВЧ
    НЧ
    P
    P
    P
    0 0
    0
    +
    =
    7. Выбирая поднесущие из табл. 1.4 стандартных поднесущих частот либо по коэффициентам табл. 1.3, определяем амплитудные значения поднесущих для каждого отдельного канала согласно выражениям (1.24) и (1.26).
    8. По известным параметрам системы определяем относительную средне- квадратичную ошибку от перекрестных помех согласно выражениям [1].
    9. Если полученная ошибка превышает допустимую, то выбирается мень- шая величина перемодуляции Р
    ПМ
    , и расчет повторяется.
    1   2   3   4   5   6   7   8   9   ...   16


    написать администратору сайта