Двухтактные выходные каскады
Двухтактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента (иногда две группы параллельно соединенных АЭ), работающих на общую нагрузку, а фазы выходных токов которых, противоположны. Отдельно взятый АЭ, с цепями связи и питания, обра- зует плечо двухтактного каскада.
В зависимости от способа управления АЭ двухтактные каскады подразделяются на кас- кады:
с параллельным управлением однофазным входным напряжением (при использовании в качестве АЭ БТ применяют транзисторы с разным типом проводимости, работающие в режиме В или АВ)
с параллельным управлением двухфазным напряжением (применяют однотипные БТ, ра- ботающие в режиме А или АВ)
с последовательнымуправлениемоднофазнымнапряжением (применяют однотипные БТ, работающие в режиме А, когда сигнал с выхода первого из них, подается на вход вто- рого).
Благодаря отличию фаз выходных токов на π происходит частичная компенсация нели- нейных искажений, вносимых плечами. Использование режима А в выходных каскадах обеспечивает очень малые нелинейные искажения, меньшие чем в однотактной схеме.
 Транзисторные схемы двухтактных оконечных каскадов, использующих выходной трансформатор, могут выполняться с резисторно-емкостной или с трансформаторной свя- зью с предоконечным каскадом (рис.6.40)
Рис.6.40
Резисторы R1 и R2 – делитель напряжения питания, обеспечивающий смещение на оба транзистора VT1 и VT2и задающий ток коллектора каждого транзистора I к0 в исходной рабочей точке. Резистор R3 — сопротивление эмиттерной температурной стабилизации. Для выравнивания коллекторных токов плеч вместе с резистором R3 могут быть дополни- тельно включены резисторы в эмиттерные цепи каждого транзистора. При работе усили- тельных элементов в режиме В резисторы в цепях эмиттеров отсутствуют. Входные на- пряжения u вх1 и u вх2 равны по величине и противоположны по фазе. Трансформатор Т1 обеспечивает получение противофазного напряжения, необходимого для возбуждения оконечного каскада, т.е. является фазоинверсным звеном. При открывании одного транзи- стора другой закрывается, т.е. транзисторы работают поочередно, создавая токи коллекто- ров iк2 и iк3 . Эти токи протекая через первичную обмотку трансформатора Т2 индуциру- ют во вторичной обмотке токи, протекающие через нагрузку во встречных направлениях. Нагрузка Rн подключена к транзисторам через выходной трансформатор со средней точ- кой в первичной обмотке.
Для трансформатора Т со средней точкой мгновенные напряжения на входе каждой из плеч при косинусоидальном входном сигнале можно представить
u вх1 = U mвхcos ωt; (6.9)
u вх2 = U mвхcos (ωt+π) = — U mвхcos ωt. (6.10)
Ток iк2 в коллекторной цепи транзистора VT2 под действием напряжения u вх1 вне зави- симости от режима работы транзистора (А, В, АВ) можно представить разложением в ряд Фурье
iк2 Iср Im1 cost Im2 cos 2t Im3 cos3t ..... , (6.11)
где I ср — среднее значение коллекторного тока, I m1, I m2, I m3, …- амплитуды соответ- ствующих гармоник коллекторного тока (полагая начальные фазы равными нулю). Кол-
лекторный ток
i3 транзистора VT3 с учетом входного воздействия (6.10) представляем
разложением в ряд Фурье заменой аргументов ωt на ωt+π
iк3 Iср Im1 cost Im2 cos 2t Im3 cos3t .....
(6.12)
Поскольку токи iк2 и i3
в первичной обмотке трансформатора Т2 протекают встречно,
создавая встречный магнитный поток, пропорциональный разности iк2 — i3 , то ток в на- грузке, iн = d ( iк2 — i3 ) (6.13) обусловленный этим потоком, iн d(2 Im1 cos t 2 Im3 cos3 t .....) , (6.14) где d – коэффициент пропорциональности содержит только удвоенные нечетные гармони- ки. Из выражений (6.13) и (6.11), (6.12) следует, что четные гармоники компенсируются, не создавая магнитный поток, а, следовательно, напряжение на нагрузке отсутствует. Анализируя соотношение (6.14) можно заметить, что двухтактный каскад обладает ря- дом положительных свойств.
компенсация четных гармоник, т.к. они, входя в состав токов плеч каскада, изменя- ются синфазно, взаимно уничтожаясь в нагрузке.
отсутствие постоянного тока подмагничивания магнитной цепи выходного транс- форматора, поскольку при отсутствии сигнала через первичную обмотку протекают рав- ные токи iк2 и i3 , создающие равные и противоположные магнитные поля, компенсирую- щие друг друга. Это позволяет уменьшить габариты и стоимость выходного трансформа- тора.
относительно небольшая чувствительность к пульсациям питающего напряжения. Это объясняется тем, что токи покоя обоих плеч изменяются одинаково и поэтому их раз- ность оказывается равной нулю. В связи с этим, допускаются пульсации напряжения ис- точников питания для двухтактных схем в 3-5 раз выше, чем для однотактных.
отсутствие тока частоты усиливаемого сигнала в цепи источника питания; поскольку суммарный ток, проходящий через источник питания, не содержит составляющей частоты входного воздействия. Это снижает требования к фильтрам на выходе источников пита- ния, упростить развязывающие
межкаскадные фильтры. ДвухтактныекаскадыврежимеВДвухтактные каскады в режиме А создают очень малые нелинейные искажения, но при этом обладают относительно низкими энергетическими показателями. Работа АЭ в двух- тактных выходных каскадах в режиме В позволяют получать высокий КПД и малую мощ- ность потерь в транзисторах. Переход АЭ в режим В достигается исключением цепи сме- щения (R3, рис.6.40). Ток покоя в этом режиме равен нулю (практически очень мал), что реализует очень экономичный режим работы выходных АЭ. Транзисторы работают стро- го поочередно,пропуская полуволну в свой полупериод (рис.6.41,а).
а) б)
Рис.6.41
Во второй полупериод он заперт и ток питания не потребляет. В этот полупериод работа- ет другой транзистор. Нагрузочная прямая транзистора одного плеча выходит из исходной РТ А, в которой iк = 0, U к = E. Ее наклон определяется сопротивлением нагрузки по пе- ременному току Rн к. Для схемы (рис.6.40) его величина определяется значением сопро- тивления нагрузки, пересчитанной к первичной полуобмотке трансформатора Т2 (R3= 0):
Rн к1 = Rн n2 т1 η т, (6.15)
где nт1 = ω 2/0,5ω 1 – коэффициент трансформации одного плеча выходного трансформа- тора, η т – КПД трансформатора. Максимальная мощность, отдаваемая транзисторами Р max = 0,5 Uкm max I кm max, численно равна площади треугольника АВС. Больший уровень не- линейных искажений по сравнению с двухтактным каскадом в редиме А нелинейных ис- кажений, обусловлен кривизной начального участка передаточной (проходной)
хаpактеристики транзистора
iк (uбэ) , из-за чего совмещенная проходная характеристика
 разностных токов обоих транзисторов (рис.6.42,а), имеет подобие ступеньки в окрестно- сти перехода через нуль. а) б) Рис.6.42 Это приводит к появлению ступеньки на эпюре результирующего разностного тока i Σ (рис.6.42,б), а значит и выходного напряжения. Для устранения искажений такого рода применяют режим АВ, при котором создается небольшое исходное смещение РТ включе- нием в эмиттеры транзисторов VT2 и VT3 резистора R3 (точка А ' , рис.6.41,б). Нагрузоч- ная линия в режиме АВ при малых токах (штриховая линия) отличается от нагрузочной
прямой в режиме В, т.к. ток коллектора в исходной РТ А' не равен нулю, а сопротивление нагрузки каждого транзистора зависит от тока.
В режиме АВ при малых амплитудах КПД усилителя понижается (по сравнению с с ре- жимом В). При малых амплитудах транзисторы переходят в режим А (штриховая часть нагрузочной линии на рис.6.41,б). Однако общий КПД усилителя уменьшается незначи- тельно, т.к. ток покоя оконечных транзисторов сравним со значением тока, потребляемого предварительными каскадами.
Бестрансформаторныевыходныекаскады
Рассмотренные схемы двухтактных оконечных каскадов с параллельным возбуждени- ем обеспечивают высокий КПД и незначительный уровень нелинейных искажений при работе на нагрузку при подключении через согласующий трансформатор практически лю- бой нагрузки. Однако применение трансформатора существенно увеличивает размеры и стоимость устройства, вносит дополнительные линейные искажения в области нижних и верхних частот не позволяет использовать в интегральной технологии.
Выходной трансформатор можно исключить из схемы при условии, когда нагрузка близка по величине к оптимальному значению выходного сопротивления каскада. Это одновременно позволяет уменьшить нелинейные и линейные искажения, вносимые трансформатором.
Двухтактные бестрансформаторные выходные каскады выполняют с одним или двумя источниками питания на одиночных или составных транзисторах, требующие различных схем управления. Анализ свойств выходного каскада проводят для одного из плеч, ис- пользуя свойство симметрии, что упрощает расчет.
 Схема простейшего бестрансформаторного двухтактного каскада с возбуждением од- нофазным напряжением приведена на рис.6.43,а
а) б)
Рис.6.43
Выходной каскад содержит комплементарную пару транзисторов различного типа прово- димости n-p-n и p-n-p и может работать в режиме А или В, или АВ в зависимости от орга- низации цепей смещения. При работе в режиме В напряжение смещения в исходной РТ равно нулю и при отсутствии входного сигнала оба транзистора закрыты. При поступле- нии входного сигнала транзисторы VT1 и VT2 поочередно открываются в зависимости от значения мгновенной полярности входного сигнала. При положительной полуволне вход- ного воздействия открывается транзистор VT1, а VT2 – закрыт; при изменении полярно- сти воздействия, наоборот, VT2 – открыт, VT1 – закрыт. Основной недостатки такой схе- мы: необходимость применения двух источников питания и значительный уровень нели- нейных искажений, обусловленных появлением «ступеньки» в выходном напряжении (рис.6.42,б) вследствие отсутствия напряжения смещения (R3 = 0, рис.6.40).
Для уменьшения нелинейных искажений и перехода к питанию от одного источника используют более совершенную схему оконечного каскада (рис.6.43,б). В части периода, когда открыт верхний транзистор VT2, ток протекает через сопротивление нагрузки Rн , заряжая конденсатор С2. В следующий полупериод входного воздействия открыт нижний транзистор VT3, а конденсатор С2 служит для него источником питания. При достаточно большой емкости С2 напряжение на нем остается практически неизменным. На диоде VD создается относительно небольшое падение напряжение, создающее напряжение смеще- ния на каждом из транзисторов U бэ = 0,5 UD , соответствующее току базы в исходной РТ I
, iб1 = I б0 (рис. 6.41). Одновременно диод выполняет функцию элемента параметрической температурной стабилизации, температурное изменение напряжения на котором, иден- тично закону изменения базо-эмиттерного напряжения, что существенно уменьшает из- менение положения исходной РТ под действием температуры. Для возбуждения двух- тактного каскада используется резисторный каскад на БТ VT1в режиме А c элементом смещения на резисторе R1. Основной недостаток схемы (рис.6.43,б) в том, для возбужде- ния оконечных транзисторов VT2 и VT3 требуется высокий уровень входного сигнала, т.к. они включены по схеме с ОК.
 Снижение мощности на входе оконечных каскадов добиваются подключением нагруз- ки к положительному выводу источника питания (рис.6.44)
Рис.6.44
Схема по конфигурации близка к схеме рис.6.43. Отличие состоит в схеме питания тран- зистора VT1 (Q3) и способе включения транзисторов VT2 (Q1) и VT3 (Q2). Сопротивле- ние нагрузки R9 подключено к источнику питания через разделительный конденсатор С7. Напряжение на С7 почти постоянно и близко к Е/2. Диоды D1 и D2 обеспечивают работу транзисторов VT2 и VT3 в режиме АВ, создавая небольшое напряжение смещения U бэ. В полупериод, когда транзистор VT3 открывается, конденсатор С7 включается последова- тельно с источником питания и их напряжения вычитаются, так что результирующее на- пряжение равно Е – Ес7 = Е/2 и конденсатор С7 подзаряжается током транзистора VT3. В другой полупериод входного воздействия, когда открыт транзистор VT2, конденсатор С7 служит источником напряжения Ес7 = Е/2 и частично разряжается. Подключение R9 к вы- воду резистора нагрузки R10 (не к источнику питания) позволяет получать амплитуду на- пряжения на коллекторе Q1 близкое к Е/2, что соответствует максимальному напряжению раскачки на входах транзисторов Q2 и Q3, а соответственно и напряжению на нагрузке близкое по величине к Е/2 (т.к. транзисторы Q2 и Q3 включены по схеме с ОК). С рези- стора R10 на вход двухтактного эмиттерного повторителя с помощью резистора R9 орга- низуется положительная ОС по питанию, т.к. она подается в цепь питания транзистора Q1 (называется вольтдобавкой). Ее действие сказывается в том, что при уменьшении тока коллектора транзистора Q1 за счет цепи ОС напряжение питания на нем увеличивается. В этот полупериод напряжение на нагрузке складывается с Е , что увеличивает напряжение
раскачки ( коллектора транзистора Q1), достаточную для управления оконечным каска- дом.
Одним из недостатков такой схемы является отсутствие общей точки у нагрузки и ис- точника сигнала. Кроме того, нагрузка находится под напряжением источника питания относительно земли, что не всегда допустимо. В случае обрыва сопротивления нагрузки R10 отключается напряжение питания транзистора Q1, т.е. при отсутствии нагрузки (хо- лостой ход) усилительный каскад неработоспособен.
Другой особенностью бестрансформаторных выходных каскадов с одним источником питания является необходимость подбора пар транзисторов с различным типом проводи- мости. Для устранения этих недостатков применяют дополнительные технические реше- ния (квазикомплементарные пары транзисторов, группы составных транзисторов).
|
Скачать 2.68 Mb.