Разработка усилителей мощности СВЧ диапазона. Разработка усилителей мощности свч диапазона
 Скачать 1.63 Mb.
|
Глава 2. Исследование схемы с управляющим входным аттенюаторомВ данной главе рассмотрен модуль усиления мощности СВЧ, построенный по схеме с возможностью регулировки коэффициента усиления посредством изменения коэффициента передачи аттенюатора на входе усилителя, т. е. изменения затухания входного сигнала (Рис № 2). Недостатки схемы, описанной в предыдущей главе (возможность получения уровня мощности выходного сигнала ниже необходимого уровня), могут быть устранены путем уменьшения диапазона перестройки ослабления выходного управляющего аттенюатора на фиксированную величину в децибелах с параллельным увеличением на эту величину диапазона перестройки входного подстроечного аттенюатора (рис № 9 а,б,в) такие преобразования исходной схемы приводят к постепенному увеличению выходной мощности прибора. Изменение параметров управления схемы усилителя  а)  б)  в) рис № 9 Однако вместе с этим происходят и ухудшения в области стабильности поддержания уровня и линейности работы усилителя. В схеме на рисунке № 9 а) усилитель и устройство управления работают уже не в одной точке, а динамическом в диапазоне 0…20 дБ, чем и обусловлено проявление их нелинейных свойств. Также снижается стабильность поддержания уровня выходной мощности. Схема на рисунке 9 в) является предельным случаем этого преобразования, и ее реализация, помимо вышеперечисленных недостатков, осложняется тем, что здесь усилитель должен работать динамическом в диапазоне перестройки мощности 0…70 дБ, что является очень большой величиной. Достаточно сложно реализовать такой усилитель. Также данная схема обладает пониженной устойчивостью по сравнению с рассмотренной выше. Этот факт обусловлен тем, что современные усилители рассчитываются на согласованную нагрузку 50 Ом (стандартное сопротивление соединительных кабелей), и если нагрузка не является согласованной, возникает отраженный от нее сигнал. Этот сигнал, беспрепятственно проходя в усилитель и складываясь с входным сигналом, может сместить равновесие системы в сторону неустойчивости. Тогда как в схеме, исследованной выше, отраженный сигнал испытывает ослабление до 70 дБ в выходном аттенюаторе и уже не представляет серьезной угрозы. Следовательно, сфера применения прибора, построенного по такой схеме, ограничена случаями, когда необходимо получить большую мощность на выходе, а стабильность уровня мощности и линейность преобразования сигнала не играют большой роли. Замечание В настоящий момент рассмотренные схемы усилительных модулей СВЧ выполняются на микросхемах, расчет которых сложен и имеет громоздкие вычисления, поэтому он выполняется при использовании компьютерного моделирования и машинных методов обработки. Расчет собственно усилителя для обеих рассматриваемых схем принципиально не отличается и поэтому будет рассмотрен в общем случае ниже. 2.1 Построение усилителей мощности на основе ИМС Микросхемы усилителей мощности (УМ) предназначены в основном для использования в РЛС на активных фазированных антенных решетках, состоящих из большого числа идентичных приемопередающих модулей, а также в различных системах связи и передачи информации. Особенностью этих усилителей является сравнительно высокий уровень выходной мощности (более 0,5 Вт) при относительно большом КПД (около 15 ... 20%). При таком режиме работы напряжения и токи на электродах прибора могут меняться от минимальных до максимальных значений. В этом случае нелинейные зависимости характеристик транзистора от- амплитуды сигнала приводят к возникновению нелинейных искажений на выходе усилителя, которые проявляются в появлении гармоник основного сигнала. При наличии на входе УМ нескольких сигналов с различными частотами на выходе устройства появляются сигналы с частотами, представляющими собой линейные комбинации частот входных сигналов (интермодуляционные искажения - ИМИ). Обычно рассматривают ИМИ третьего порядка, попадающие в рабочую полосу частот усилителя. Эти искажения в СВЧ усилителях на ПТШ рассчитываются по его эквивалентной схеме, учитывающей нелинейную зависимость элементов от мощности сигнала. Интермодуляционные искажения в СВЧ усилителях мощности можно уменьшать технологическими и схемотехническими методами, а также выбором режима смещения по постоянному току. Исследования показали, что профиль легирования активного слоя прибора может быть оптимизирован для получения минимальных ИМИ. Ионная имплантация позволяет формировать такие профили. К схемотехническим методам относится согласование транзистора с нагрузкой на минимум ИМИ. В некоторых случаях удается уменьшить уровень ИМИ на 20...30 дБ при незначительном уменьшении коэффициента усиления. Использование балансных усилителей также позволяет снизить искажения, так как на каждый транзистор подается сигнал с уровнем мощности, равным половине мощности входного сигнала. Так, в случае кубической зависимости интермодуляционного сигнала от входной мощности уровень ИМИ в каждом каскаде усилителя на 9 дБ ниже, чем при использовании в тех же условиях одиночного каскада. На практике фазы интермодуляционных сигналов, как правило, различаются даже в транзисторах с одинаковыми характеристиками. В результате уровень ИМИ в балансном усилителе по сравнению с уровнем в одиночном каскаде ниже более чем на 6 дБ. Рассмотрим некоторые микросхемы усилителей мощности. На рис. 10 приведена схема УМ, состоящего из двухтактных каскадов. Выходной каскад содержит пару ПТШ с шириной затвора 1,2 мм, а во входном используются транзисторы с шириной затвора 0,6 мм. Согласующие цепи на входе (выходе) усилителя рассчитаны для подключения к двум 50-омным линиям передачи или к одной балансной линии с волновым сопротивлением 100 Ом. Двухкаскадный двухтактный усилитель мощности L1=0.9 нГн; L2=L3=0.8 нГн; L4=4 нГн; L6=L7= 0.3 нГн; L8= 1.5 нГн; C1=C2=1 пФ  Рис. № 10 Применение двухтактных каскадов в СВЧ усилителях мощности имеет два преимущества. Первое связано с тем, что в обычном однотактном УМ, где ширина затвора ПТШ достигает нескольких миллиметров, входное сопротивление мало и возникает проблема с проектированием цепей согласования, обеспечивающих большой коэффициент трансформации. Входное сопротивление двухтактного каскада, транзисторы которого имеют ту же суммарную ширину затвора, что и однотактного, выше. В данном случае действительная часть входного сопротивления возрастает с 3 (ширина затвора 2,4 мм) до 6 Ом (2x1,2 мм). Второе преимущество заключается в том, что ток СВЧ сигнала с основной частотой, как видно из рис. 10, следует непосредственно от истока одного транзистора двухтактного каскада к истоку второго. Следовательно, если транзисторы находятся в одинаковых условиях по согласованию и по режиму работы, расположены рядом и их истоки соединены в верхней стороне кристалла, лишь незначительная часть сигнала основной частоты проходит через металлизацию на обратной стороне кристалла и влияние паразитной индуктивности в цепи истоков значительно уменьшается. Поскольку транзисторы двухтактного каскада симметричны относительно общей шины, расчет цепей согласования можно проводить как для обычного однотактного каскада с ОИ. В этом случае значения индуктивностей, включенных между двумя симметричными параллельными каналами, следует удвоить. Для нормального режима работы двухтактных усилителей необходимо применять на входе и выходе 180-градусные кольцевые направленные ответвители. Эти ответвители вносят дополнительные потери и имеют размеры, значительно превышающие размеры кристалла, на котором размещены остальные элементы усилителя. Входной пассивный направленный ответвитель можно заменить дифференциальным усилителем с парафазным выходом (рис. 11), имеющим большую широкополосность и дополнительно усиливающий сигнал. В дифференциальном каскаде используются ПТШ с шириной затвора 600 мкм, в генераторе тока с шириной затвора 900 мкм. Входное сопротивление дифференциального усилителя при закороченном по высокой частоте затворе транзистораVT2 приблизительно в два раза выше, чем каскада с ОИ. Следовательно, индуктивностиL1 иL2 входной согласующей цепи рассчитываются как для каскада с ОИ на ПТШ с шириной затвора 300 мкм. ИндуктивностьL4 совместно с емкостью сток -исток транзистора генератора тока образуют параллельный резонансный контур, что приводит к увеличению сопротивления по переменному току в цепи истоков дифференциальной пары ПТШ. Парафазный усилитель размещался на кристалле размером 2,0X2,4 мм. Для сравнения укажем, что размер подложки, на которой изготавливались направленные ответвители, 12,5X12,5 мм. Коэффициент усиления 6 дБ. Парафазный дифференциальный усилитель  Рис. 11. Схема трехкаскадного усилителя мощности с согласованием на коротких отрезках микрополосковых линий  Рис. 12. Необходимость применения на выходе двухтактных усилителей направленного ответвителя для получения однофазного выходного сигнала ограничивает их использование. Но в ряде случаев эти усилители могут оказаться полезными именно из-за парафазного сбалансированного выхода (например, для возбуждения дипольных антенн). На рис. 12 приведена схема трехкаскадного усилителя мощности с согласованием на отрезках микрополосковых линий, имеющих волновое сопротивление 80 Ом (ширина полоска 37 мкм). Емкость всех конденсаторов 8 пФ. Ширина затвора транзисторов VT1 иVT2 равна 300 мкм, а ПТШ в выходном каскаде 1,2 мм. Длины отрезков линий на схеме даны в относительных единицах (нормированы к длине волны при частоте 9,5 ГГц). Для повышения выходной мощности необходимо увеличивать ширину затвора ПТШ. При непосредственном параллельном соединении большого числа идентичных маломощных транзисторов для увеличения суммарной ширины затвора возникает ограничение на их число из-за появления разности фаз во входных и выходных сигналах отдельных транзисторов и снижения эффективности сложения мощности. Поэтому определенный интерес представляют усилители, состоящие из нескольких параллельных согласованных секций, объединенных по две. Схема такого усилителя, состоящего из четырех секций, приведена на рис. 13 изображена только половина схемы, вторая половина аналогична первой. Следует отметить, что метод непосредственного сложения мощностей позволяет увеличить верхнюю рабочую частоту, но применим только в узком диапазоне частот (±20% от центральной частоты) и является малоэффективным для широкополосных усилителей. Четырехтранзисторный усилитель с параллельным сложением мощности  Рис. 13. 2.2 Пример расчета транзисторного полосового усилителя мощности СВЧ диапазона При разработке выходных каскадов ПУМ основными являются требования получения максимальной выходной мощности в нагрузке, максимального КПД и максимального коэффициента усиления в заданной полосе рабочих частот. Указанные требования обуславливают выбор структуры каскадов и режимов их работы. Транзисторы выходных каскадов ПУМ работают, как правило, в режиме с отсечкой коллекторного тока с использованием стабилизаторов напряжения базового смещения. Формирование амплитудно-частотных характеристик ПУМ осуществляется с помощью корректирующих цепей (КЦ), устанавливаемых между выходными каскадами. Оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора, на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы Ом. Поэтому при работе ПУМ на стандартный антенно-волноводный тракт с сопротивлением Rн равным 50 или 75 Ом между выходным транзистором ПУМ и входом антенно-волноводного тракта устанавливается трансформатор сопротивлений, обеспечивающий реализацию оптимального сопротивления нагрузки выходного транзистора Rопт. Исходя из вышесказанного, функциональная схема выходных каскадов ПУМ может быть представлена в виде, приведенном на рис. 14. Функциональная схема выходных каскадов ПУМ  Рис.14 Используемые в настоящее время методы проектирования ПУМ передатчиков систем радиосвязи диапазона метровых и дециметровых волн основаны на применении однонаправленной модели мощных биполярных транзисторов. Согласно этой модели входной и выходной импедансы транзистора описываются RC - и RL - цепями (рис. 15), а его коэффициент усиления по мощности в режиме двухстороннего согласования падает с ростом частоты со скоростью 6 дБ на октаву, то есть выражается формулой :  (1) где fmag - частота, на которой коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования равен единице; f - текущая частота. Значение fmag рассчитывается по справочным данным транзистора по формуле:  где Gном(fвч) - коэффициент усиления по мощности на высокой частоте, равной fвч, справочная величина; fвч - частота, на которой проводилось измерение Gном(fвч), справочная величина.Однонаправленная модель транзистора  Рис. 15. Формула (2.1) и однонаправленная модель (рис. 15) справедливы для области рабочих частот выше  , где  - статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером, справочная величина; fт - граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером, справочная величина. Значения элементов однонаправленной модели биполярного транзистора, представленной на рис. 2, могут быть рассчитаны по формулам: Lвх=Lб+Lэ Rвх=rб Cвых=Ск Rвых=Uкэ.max/Iк.max (2.1) Где Lб,Lэ - индуктивности выводов базы и эмиттера, справочная величина; Ск - емкость коллекторного перехода, справочная величина; rб=τос/ Ск - сопротивление базы; τос - постоянная времени обратной связи, справочная величина; Uкэ.max, Iк.max максимально допустимые напряжение коллектор- эмиттер и постоянный ток коллектора, справочные величины. Используемые в настоящее время схемные решения построения корректирующих цепей, трансформаторов сопротивлений и стабилизаторов напряжения базового смещения ПУМ отличаются большим многообразием. Наиболее эффективными и простыми являются схемные решения указанных устройств, использованных в принципиальной схеме выходного и предоконечного каскадов ПУМ, приведенных на рис. 16. Принципиальная схема выходного и предоконечного каскадов ПУМ  Рис. 16. На рис. 16 элементы C1, C2, L1 формируют КЦ - 1, элементы C 5, C 6, L 3 формируют КЦ - 2, элементы L7, C8, C9, L8 формируют выходной трансформатор сопротивлений, стабилизатор напряжения базового смещения выполнен на транзисторах VT 2 и VT 4. Расчет элементов стабилизатора напряжения базового смещения Стабилизатор напряжения базового смещения на транзисторах VT 2 и VT 4 используется для стабилизации угла отсечки транзисторов VT 1 и VT 3 усилителя при изменении уровня усиливаемого сигнала и температуры основания усилителя, на котором устанавливаются эти транзисторы. Кроме того, применение стабилизатора напряжения базового смещения позволяет осуществлять линеаризацию начального участка амплитудной характеристики разрабатываемого усилителя. В известной литературе нет описания методики расчета элементов рассматриваемого стабилизатора. В этой связи предлагаются следующая методика их расчета. Вначале по требуемой выходной мощности и заданному частотному диапазону разрабатываемого усилителя выбираются транзисторы VT 1 и VT3. Напряжение источника питания Eп усилителя (рис. 16) следует выбирать равным напряжению, рекомендованному в справочной литературе для выбранных транзисторов VT1 и VT3. В этом случае оптимальное сопротивление нагрузки транзистора VT3, на которое он отдает максимальную мощность, определяется из соотношения:  (2.2) где Pвых.mаx. - максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, справочная величина; Uост - остаточное напряжение, составляющее 0,5...2 В. Максимальное значение постоянной составляющей тока коллектора Iкоm транзистора VT3, с учетом вышесказанного, равно:  (2.3) а максимальное значение тока базы определяются по формуле:  (2.4) где - статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером транзистора VT3. Коллекторный ток транзистора VT2 является суммой базовых токов транзисторов VT1 и VT3. Однако базовый ток транзистора VT1 много меньше базового тока транзистора VT3 и им можно пренебречь. При максимальном значении тока Iбм напряжение коллектор-эмиттер транзистора VT2 минимально Umin2 и для его стабильной работы должно быть не менее пяти вольт. Поэтому величина резистора R3 рассчитывается из соотношения:  (2.5) гдеUmin2 = 5 В; Uбэ = 0,7 В - напряжение на переходе база-эмиттер транзистора VT3 в точке покоя. Максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе VT2, равна величине:  (2.6) а максимальные значения напряжения коллектор-эмиттер Uкэ max2 и тока коллектора I к max2 равны:  (2.7) Соотношения (2.6), (2.7) используются для выбора транзистора VT2, который желательно выбирать низкочастотным для исключения возможности самовозбуждения схемы. Как правило, транзистор VT4 выбирается того же типа, что и транзистор VT2, так как в этом случае облегчается настройка стабилизатора напряжения базового смещения. Известно, что при заданном токе базы коллекторный ток транзистора растет с ростом напряжения коллектор-эмиттер. В каскаде, работающем в режиме с отсечкой коллекторного тока, увеличение амплитуды входного воздействия приводит к увеличению напряжения коллектор-эмиттер, при котором происходит открывание транзистора. Поэтому в случае неизменного базового смещения угол отсечки будет увеличиваться с увеличением амплитуды входного воздействия, что может вызвать выгорание транзистора. С целью устранения указанного недостатка в схему введены резисторы R1 и R4. С увеличением напряжения коллектор-эмиттер транзисторов VT1 и VT3, при котором происходит их открывание, растут и постоянные составляющие их базовых токов. Падение напряжения на резисторах R1 и R4 увеличивается, в результате чего происходит стабилизация угла отсечки с изменением амплитуды входного воздействия. Величина сопротивления резисторов R1 и R4 может быть рассчитана по эмпирическому выражению:  (2.8) где I доп - максимально допустимый ток коллектора транзистора VT1 или VT3 в амперах, справочная величина. Резистор R6 стоит в цепи обратной связи, слабо влияет на работу схемы стабилизатора и его величина может быть выбрана в пределах 30...70 Ом. Требуемый угол отсечки токов коллекторов транзисторов VT1 и VT3 устанавливается подбором номинала резистора R7, стоящего в цепи базы транзистора VT4. При отсутствии резистора R7 коллекторные токи транзисторов VT1 и VT3 в режиме молчания составляют несколько миллиампер. При подключении R7 напряжение на базе транзистора VT4 уменьшается, что приводит к увеличению его сопротивления. Напряжение на базе транзистора VT2 возрастает, и увеличиваются токи коллекторов транзисторов VT1 и VT3 в режиме молчания. Получить расчетные соотношения для выбора величины сопротивления резистора R7 затруднительно. На основе экспериментальных исследований различных схемных решений построения полосовых усилителей мощности установлено, что для линеаризации начального участка их амплитудных характеристик величину сопротивления резистора R7 необходимо выбирать в пределах 100...500 Ом. При отсутствии резистора R7 с помощью выбора величины резистора R8 устанавливаются коллекторные токи транзисторов VT1 и VT3 в режиме молчания. При увеличении величины резистора R8 коллекторные токи в режиме молчания уменьшается и наоборот. Для возможности линеаризации амплитудной характеристики усилителя эти токи следует выбирать равными 10...50 мА. Это соответствует выбору R8 в пределах 1...3 кОм. Индуктивность L4 устраняет шунтирующее действие низкоомного сопротивления R4, включенного параллельно входному сопротивлению транзистора VT3, и может быть выбрана из условия:  (2.9) где fср= (fв + fн)/2 - средняя частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя в мегагерцах; fв , fн - верхняя и нижняя граничные частоты разрабатываемого усилителя. Резистор R5 повышает устойчивость усилителя и выбирается равным 24...30 Ом. Расчет трансформатора сопротивлений Традиционно трансформаторы сопротивлений выполняются в виде фильтров нижних частот. Это во многом обусловлено наличием разработанной методики расчета таких трансформаторов, основанной на использовании таблиц нормированных значений элементов. Недостатком этих трансформаторов является значительное увеличение их коэффициента стоячей волны (КСВ) по входу при увеличении коэффициента трансформации Ктр и относительной полосы рабочих частот W=fв/fн. Указанный недостаток в значительной степени устраняется благодаря использованию трансформатора приведенного на рис. 16, выполненного в виде полосового фильтра и состоящего из элементов L7, C8, C9, L8. Это достигается благодаря увеличению его коэффициента отражения вне полосы рабочих частот. Однако отсутствие методики расчета указанного трансформатора затрудняет его применение. Истинные значения элементов L7, C8, C9, L8 рассчитываются по формулам:  (2.10)Требуемый коэффициент трансформации трансформатора разрабатываемого усилителя находится из выражения: Ктр = Rн / Rопт. Расчет корректирующих цепей Методика расчета корректирующих цепей используемых в усилителе представленном на рис. 16 позволяет осуществлять реализацию усилительных каскадов с максимально возможным для заданного схемного решения коэффициентом усиления при одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения амплитудно-частотной характеристики от требуемой формы. Истинные значения элементов C1, C2, L1 и C5, C6, L3 рассчитываются по формулам: (2.11)Коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе VT1 определяется из соотношения:  (2.12) где Gном1 (fср) - коэффициент усиления транзистора VT1 по мощности в режиме двухстороннего согласования на частоте fср; a1, a2, a3- коэффициенты, справочная величина. Коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе VT3 определяется из соотношения:  (2.13) где Gном3 (fср) - коэффициент усиления транзистора VT3 по мощности в режиме двухстороннего согласования на частоте fср. Пример расчета Для примера осуществим проектирование стабилизатора напряжения базового смещения, выходного трансформатора сопротивлений и корректирующих цепей усилителя предназначенного для работы в 50-омном тракте ( = 50 Ом) в составе радиостанции диапазона 140...150 МГц с выходной мощностью 110 Вт, схема которого приведена на рис. 17. Принципиальная схема ПУМ  Рис. 17 ПУМ содержит: два каскада усиления на транзисторах VT1 и VT3; стабилизатор напряжения базового смещения на транзисторах VT2 и VT4; выходной трансформатор сопротивлений, состоящий из элементов L7, C12, C13, L8; схему защиты от перегрузки по входу на диоде VD1; защиту от рассогласования по выходу на направленном ответвителе НО, и диоде VD10, защиту от превышения напряжением питания номинального значения на стабилитроне VD8, термозащиту на терморезисторе R5. Срабатывание любой из защит усилителя приводит к уменьшению напряжения подаваемого с микросхемы М1 на верхнюю ножку резистора R18. Это в свою очередь приводит к падению напряжения смещения на базе транзистора VT2 стабилизатора напряжения базового смещения. Угол отсечки транзисторов VT1 и VT3 в этом случае уменьшается, уменьшая, тем самым, коэффициент усиления ПУМ. При уменьшении выходного напряжения микросхемы М1 до нуля коэффициент усиления ПУМ уменьшается до 3...7 дБ. В соответствии с описанной выше методикой расчета стабилизатора напряжения базового смещения по требуемой выходной мощности и диапазону рабочих частот в качестве транзисторов VT 1 и VT 3 выберем транзисторы КТ930Б и 2Т971А. По справочным данным транзистора 2Т971А найдем: Еп = 28 В; Uост = 1 В; P вых. max = 150 Вт; = 50; Gном12 (fср) = 8, где fср = 145 МГц; rб = 0,083 Ом. Внутри корпуса транзистора в цепи базы имеется согласующая цепь, делающая практически активным входное сопротивление транзистора в диапазоне рабочих частот. Поэтому будем считать Lвх= 0. По соотношениям (2)-(5) определим: Rопт = 2,4 Ом; Iком = 11,2 А; Iбm = 0,23 А; R13 =< 97 Ом. Для снижения мощности, рассеиваемой на резисторе R13, выберем его равным 24 Ом. В дальнейших расчетах будем учитывать, что для повышения надежности ПУМ напряжение его питания выбрано равным 24 В (см. рис. 4). Согласно (2.6), (2.7) максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе VT2 Pрас2, а также максимальные значения Uкэmax2 и Iкmax2 равны: Pрас2= 1,5 Вт; Uкэmax2= 24 В; Iкmax2 = 0,25 А. Исходя из этого, в качестве транзисторов VT2 и VT4 выберем транзисторы КТ815Г. Из (2.8) найдем: R6 = 3 Ом, R11 = 1,8 Ом. Учитывая, что транзистор VT1 работает в облегченном режиме, для устранения шунтирующего действия низкоомного сопротивления R6, увеличим его величину до 12 Ом. Резистор R16 примем равным 43 Ом, резистор R18 = 2 кОм, а резистор R12 = 24 Ом. По (9) определим: L4 = 140 нГн. Требуемый коэффициент трансформации трансформатора, образованного элементами L7, C12, C13, L8, равен: Kтр =Rн/Rопт 50/2,4 = 20,8. Относительная полоса рабочих частот ПУМ равна: W = 150/140 = 1,04. Ближайшие табличные значения и W равны: Kтр = 20; W = 1,3. Для этих значений из таблицы 1 найдем: н = 0,129; С12н = 6,091; С13н = 1,808; L8н = 0.731. Средняя круговая частота полосы пропускания разрабатываемого ПУМ  . Денормируя по (2.10) элементы L7н, С12н, С13н, L8н получим: = L7н* Rн/  = 0,129·50/(9,1·108) = 7,1 нГн; С12 = С12н/ Rн= 6,091/(50·9,1·108) = 133 пФ; С13 = 39 пФ; L8 = 40 нГн. Для расчета корректирующей цепи состоящей из элементов C6, C9, L3 напомним, что значения элементов однонаправленной модели транзистора VT3 составляют: Rвх3= 0,083 Ом; Lвх3= 0. По справочным данным транзистора КТ930Б [7] найдем: Rвых1 = 5 Ом. Нормированное значение Rвх3 и относительная полоса рабочих частот ПУМ равны: Rвхн3 = 0,083/5 = 0,0166; W = 1,04. Из таблицы 2 следует, что W = 1,05 не может быть реализована при Rвхн3 > 0.0057. Это обусловлено уменьшением добротности рассматриваемой цепи с увеличением Rвхн3. Поэтому выберем W =1,1. Ближайшее табличное значение Rвхн3 для W =1,1 равно: Rвхн3= 0,016. Для указанных значений Rвхн3 и W из таблицы 2 найдем: С6н = 1,015; С9н = 2,005; L3н = 0,372. Денормируя приведенные значения элементов по соотношениям (11) определим: С6 = С6н/ Rвых1 = 1,015/(5·9,1·108) = 223 пФ; С9 = 440 пФ; L3 = L3н·Rвых1/ = 0,372·5/(9,1·108) = 2 нГн; Теперь по (13) вычислим коэффициент усиления каскада на транзисторе VT3: S210= 2,2. Для расчета корректирующей цепи состоящей из элементов C2, C3, L1 по справочным данным транзистора КТ930Б найдем: ном12 (fср) = 49; rб= 0,085 Ом. Нормированное значение Rвх1 равно: вхн1 = 0,085/50 = 0,0017. Из Для W = 1,05 и Rвхн1 = 0,0 имеем: С2н = 2,115; С3н = 5,78; L1н = 0,159. Денормируя приведенные значения элементов по (11) определим: С2 = С2н/ Rг = 2,115/(50·9,1·108) = 47 пФ; С3 = 128 пФ; L3 = L3н·Rг/ = 0,159·50/(9,1·108) = 9 нГн; Теперь по (2.12) вычислим коэффициент усиления каскада на транзисторе VT1: S210= 4. Заключение В ходе исследовательской работы были выявлены и доказаны следующие положения: схема с управляющим входным аттенюатором, рассмотренная в главе 1, обладает высокими стабильностью и устойчивостью, отсутствием проявления паразитных нелинейных свойств усилителя и устройства управления, входящих в усилительный модуль; схема с управляющим входным аттенюатором, рассмотренная в главе 2, обладает низкими стабильностью и устойчивостью, в ней достаточно сильно проявляются паразитные нелинейные свойства усилителя; схемная реализация, рассмотренная в главе 1, обладает достаточно низкой выходной мощностью, что несомненно является ее недостатком; схемная реализация, рассмотренная в главе 2, обладает высокой выходной мощностью; в схемной реализация, рассмотренная в главе 2, затруднен расчет собственно усилителя, ввиду большого динамического диапазона его работы; схемная реализация, рассмотренная в главе 1, применима случае, когда есть достаточно жесткие требования к стабильности уровня выходной мощности усилительного модуля, и не требуется получения большой мощности на выходе; схемная реализация, рассмотренная в главе 2, применима в случае, когда требуется получить на выходе усилительного модуля высокую мощность, а требования к стабильности уровня выходной мощности невысоки; Список литературы 1. Щварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. М: Советское радио,1980. 368с. 2. Вилсов Л.Д., Кириллов В.А. Транзисторные передатчики СВЧ. СПб: СПбГУАП, 1980. 82 с. 3. Неймарк Ю.И. Устойчивость линеаризованных Систем. Л.: 4. Госэнергоиздат, 1949. 5. Шуцкой К.А. Транзисторные усилители высокой частоты. М.: Энергия, 1967. 6. Шапиро Д.Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на транзисторах. М.: Сов. радио, 1962. 7. Денисенко А.Н. Сигналы. Теоретическая радиотехника 8. Данилин В.Н., Куширенко А.И., Петров Г.В. Аналоговые полупроводниковые схемы СВЧ .М: Радио и связь. 1985. 192 с. . Электронный ресурс Analog Devices - www.analog.com 10. Электронный ресурс Решение задач по ТОЭ, ОТЦ, Высшей математике, Физике, Программированию... - www.toehelp.ru |