Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение. Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей пос. Вторичные источники питания (вип)
 Скачать 7.27 Mb.
|
|
">http://www.allbest.ru Введение Вторичные источники питания (ВИП) – это устройства, предназначенные для преобразования входной электроэнергии переменного или постоянного напряжения при заданном качестве электроэнергии на выходе. Система вторичного электропитания – это совокупность функционально связанных источников, или одного ВИП, устройств управления, коммутации, распределения, защиты, контроля и сигнализации, обеспечивающая необходимое для цепей нагрузки питающее напряжение с требуемыми параметрами. Импульсные источники питания имеют сравнительно малые потери мощности и более высокий КПД. Показатели по достижимому уровню стабилизации напряжения и тока обычно у линейных источников питания выше, чем у импульсных на порядок и более. Иногда для достижения требуемого уровня стабилизации напряжения в импульсных источниках питания приходится применять линейные выходные стабилизаторы, улучшающие стабильность выходного напряжения. Пиковые значения выходных пульсаций импульсных источников питания находятся в диапазоне от 25 до 100 мВ, что значительно больше, чем у линейных источников питания. Необходимо заметить, что для импульсных источников питания значения пульсаций выходного напряжения нормируются от пика до пика, в то время как для линейных источников - в среднеквадратичных (действующих) значениях. Импульсные источники питания также имеют большую длительность переходных процессов, чем линейные, но намного большее время удержания напряжения при отключении напряжения питающей сети, что является очень важным в случае применения их для питания компьютерных устройств. Наконец, импульсные источники питания могут работать при более широком диапазоне изменения входного напряжения. Допустимый диапазон изменения входных напряжений линейных источников питания обычно не превышает ±10% от номинального значения, что оказывает прямое влияние на КПД. У импульсных источников питания влияние диапазона изменения входного напряжения на КПД очень незначительное или вообще отсутствует, и диапазон входных напряжений может быть ±20% и более. В данной курсовой работе производится расчет однотактного преобразователя с трансформаторной связью нагрузки и питающей сети: ОПП - однотактного прямоходового преобразователя постоянного напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью между нагрузкой и питающей сетью и передачей энергии на интервале импульса. Обычно на выходе ОПП устанавливают L-C сглаживающий фильтр, поэтому в прямоходовом преобразователе энергия накапливается не в трансформаторе, а в индуктивности дросселя сглаживающего фильтра. Электрическая энергия от источника питания передается в нагрузку на интервале открытого состояния транзистора. При этом на вторичной обмотке трансформатора наводится напряжение, под воздействием которого через диод VD1 и дроссель течет ток нагрузки. ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ. Исходные данные: напряжение нагрузки, Uнг N =36 В; допустимое отклонение напряжения нагрузки, ± ΔUнг=0,14 %; ток нагрузки, Ιнг N=8 A; допустимый коэффициент пульсаций напряжения нагрузки, kп2=0,06. Параметры питающей сети: напряжение, Uвх N=24 В; допустимое отклонение напряжения питающей сети, ± ΔUвх=8/10 %. Температура окружающей среды Θ=40 ºC. 1. Схема ОПП и временные диаграммы Популярная схема импульсного преобразователя постоянного напряжения, известная как схема прямоходового преобразователя, приведена на рис. 1. Хотя эта схема очень напоминает обратноходовую схему, имеются и некоторые существенные отличия. Прямоходовой преобразователь накапливает энергию не в трансформаторе, а в дросселе. Точки, обозначающие начало обмоток на трансформаторе, показывают, что, когда транзистор открыт, во вторичной обмотке появляется напряжение, и ток течет через диод VD1, обмотку дросселя и далее в нагрузку и конденсатор фильтра. У этой схемы сравнительно большая продолжительность включенного состояния транзистора относительно выключенного состояния, более высокое среднее напряжение во вторичной обмотке и более высокий выходной ток нагрузки. Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия от источника питания поступает через трансформатор Т как в нагрузку, так и на заряд конденсатора С3. После закрытия транзистора ток в индуктивности дросселя не может измениться мгновенно и продолжает течь через диод VD. Таким образом, в отличие от обратноходовой схемы, ток от элемента, сохраняющего энергию, течет во время обеих половин цикла переключения. Поэтому ОПП имеет более низкое напряжение выходных пульсаций, чем ООП при тех же самых выходных параметрах. Кроме этого при использовании ОПП можно получить на выходе преобразователя мощность почти вдвое больше, чем при использовании ООП.  Рисунок 1 — Схема ОПП (а) и временные диаграммы (б–д), поясняющие работу прямоходового преобразователя: i1, i2– ток первичной и вторичной обмоток трансформатора; iL – ток, протекающий через обмотку дросселя Принципиальные отличия схемы ОПП. Первое отличие от ООП заключается в том, что в ОПП выходное напряжение формируется с помощью выходного L–C фильтра, т.е. напряжение, поступающее с выходной обмотки трансформатора во время импульса (прямой ход), принципиально больше напряжения нагрузки. Выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков, адекватное импульсному напряжению на обмотке. В результате количество витков выходной обмотки ОПП всегда принципиально больше количества витков выходной обмотки ООП. При одинаковых витках первичных обмоток ОПП и ООП коэффициент трансформации трансформатора ООП всегда меньше, чем у трансформатора ОПП, то есть вторичная обмотка ООП имеет меньше витков и в ООП имеется большая, чем в ОПП, разница между витками первичной и вторичной обмоток трансформатора. Это обусловливает значительно худшие условия магнитной связи обмоток в ООП и, как следствие, большую индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора в ООП. Поэтому в ООП энергия выброса больше, чем в ОПП, а игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора VT1 всегда выше и больше по длительности, чем в ОПП. Второе отличие заключается в том, что затухающие колебания игольчатого выброса в ОПП происходят вокруг линии, соответствующей уровню входного напряжения. В тоже время в ООП затухающие колебания игольчатого выброса происходят вокруг линии, соответствующей сумме напряжения питания и приведенного к первичной обмотке выходного напряжения. В результате, при одинаковой конструкции трансформатора, в ООП исходный паразитный выброс напряжения на стоке силового транзистора значительно больше по уровню и энергетике, чем аналогичный выброс в ОПП. 2. Расчет силовых элементов схемы и их выбор 2.1 Расчет трансформатора Определим требуемое произведение площадей сечения сердечника магнитопровода, Sc, и окно, Soк, исходя из условия ограничения индукции ΔB насыщением сердечника магнитопровода, поэтому воспользуемся формулой:  где P вx N=P нгN /η – номинальная входная мощность, P нг N =U нг N∙ I нг N = 36∙8=288 Bт – номинальная мощность нагрузки; kоб=0,141; ΔB=0,1 Тл – размах колебания магнитной индукции сердечника трансформатора; fp – частота переключения транзистора. Примем fp = 50 кГц, а КПД преобразователя η = 0,9  Выбираем сердечник EC70, параметры которого: Sc= 2,79 см2 , Soк= 5,15 см2, Sc ∙Soк=14,36 см4. Определим число витков первичной обмотки трансформатора W1. Примем значение γmax=0,5, а ΔB=0,1 Тл. Число витков первичной обмотки  Минимальное значение напряжения на входе преобразователя  Падение напряжения на открытом транзисторе ΔU кэ.нас примем равным 0,5 В. Максимальная длительность импульса управления при γ= γmax=0,5 t и max = γmax / fp= 0,5/50000=1∙10-5 с.  Принимаем W1=5 виткам. Определим коэффициент трансформации трансформатора, kтр, приняв при этом: - падение напряжения на открытом транзисторе: ΔUкэ.нас=0,5 В; - падение напряжения на открытом диоде: ΔUв.пр=0,75 В; - падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя: ΔURL=0,02∙Uнг N=0,02∙36=0,72 В. C учетом определенных выше параметров определим коэффициент трансформации ОПП:  Принимаем kтр=0,34. Число витков вторичной обмотки W2= W1 /kтр=5/0,34=14,71. Принимаем число витков вторичной обмотки W2 =15. Уточняем коэффициент трансформации: kтр = W1 / W2=5/15=0,34. В дальнейших расчетах используем это значение коэффициент трансформации, т.е. kтр=0,34. Определим плотность тока в проводниках обмоток трансформатора, вызывающую перепад температур на 30С в зоне нагрева при естественном охлаждении по формуле:  Принимаем плотность тока в обмотках трансформатора j=2,216 А/мм2 2.2 Расчет параметров сглаживающего фильтра При работе сглаживающего фильтра энергия для зарядки конденсатора фильтра передается от источника на интервале импульса, а на интервале паузы энергия, запасенная конденсатором, передается нагрузке. Определим величину индуктивности дросселя фильтра L. Величина этой индуктивности должна быть больше критической, L >Lкр, чтобы обеспечить непрерывный характер тока нагрузки. Величину Lкр определим из соотношения: ΔUL = Ud1– Uнг =2LIнгfp, где ΔUL – падение напряжения на дросселе сглаживающего фильтра на интервале импульса; Ud1 – расчетное значение среднего напряжения на входе фильтра при γ=1; Uнг – среднее значение напряжения нагрузки, равное напряжению на конденсаторе сглаживающего фильтра С3; L – индуктивность дросселя сглаживающего фильтра; Iнг – среднее значение тока нагрузки; fp – частота переключения транзистора. Напряжения Ud1 и Uнг определим по соотношениям: Ud1 = (1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас); Uнг = Ud1γ – ΔUв.пр- ΔURL . Величина падения напряжения на обмотке дросселя ΔUL ΔUL =[(1/kтр) (Uвх – ΔUкэ.нас) – (1/kтр) (Uвх – ΔUкэ.нас) γ]+ ΔUв.пр + ΔURL; ΔUL =(1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас)(1- γ) + ΔUв.пр+ ΔURL. Критическое значение индуктивности сглаживающего фильтра: Lкр = [(1/kтр) (Uвх – ΔUкэ.нас) (1- γ) + ΔUв.пр + ΔURL ] γ /(2 Iнгfp), где ΔUв.пр – падение напряжения на открытом диоде ; ΔURL = IнгRL – падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя. Определим величину Lкр, необходимую для проектируемого преобразователя. Зададимся в первом приближении значениями: ΔUв.пр=0,75 В; ΔURL = IнгRL= 0,02Uнг N =0,02∙36=0,72 В; ΔUкэ.нас=0,5 В, γ =γmax=0,5; kтр=0,34. Lкр=[(1/0,34)(24-0,5)(1-0,5)+0,75+0,02∙36]∙0,5/(2∙8∙50000) =0,2252∙10-6 Гн. Для того чтобы ток, протекающий через обмотку дросселя, имел непрерывный характер, необходимо выбрать дроссель, индуктивность которого Lф > Lкр. С учетом этого выбираем три стандартных дросселя серии SRP-1270-R68M. Индуктивность каждого из дросселей равна 0,68 мкГн, а обмотка выполнена на ток 35 А, ток насыщения 60 А, активное сопротивление обмотки RL=1,6∙10-3 Ом. Размер дросселя 14∙14 мм2, высота 7 мм. Дроссель предназначен для работы в цепях до 150 кГц. Таким образом, результирующая индуктивность составит 2,04 мкГн, а активное сопротивление обмотки RL = 1,6∙10-3 ∙3 = 4,8∙10-3 Ом. Падение напряжение на обмотках дросселя, ΔURL, при протекании по ним тока нагрузки Iнг=8 А: ΔURL = 8∙4,8∙10-3 = 38,4∙10-3 =0,0384 Ом. Сравним рассчитанное значение ΔURL со значением, принятым в первом приближении ΔURL =0,72 В. Значения, полученное после выбора дросселя меньше, что является положительным фактом, уточнения этого параметра не требуется. Определяем размах амплитуды пульсаций тока обмотки дросселя ΔIL при Lф = 2,04 мкГн: ΔIL =[(1/kтр )(Uвх – ΔUкэ.нас)( 1- γmax) + ΔUв.пр+ ΔURL ]γmax/(2Lфfp). ΔIL=[(1/0,34)(24-0,5)(1-0,5) + 0,75+0,0384] 0,5 /(2∙2,04∙10-6∙50000)= 86,635 А. Поскольку энергия в нагрузку в этой схеме передается на интервале импульса, т.е. открытого состояния транзистора, целесообразно применить L-C сглаживающий фильтр, индуктивность которого обеспечивает накопление энергии и уменьшает амплитуду пульсации тока цепи нагрузки. Выше был выбран дроссель фильтра, индуктивность которого равна 2,04 мкГн. Определен также размах отклонения тока обмотки дросселя, ΔIL=86,635 A. Действующее значение переменной составляющей тока, протекающего через обмотку дросселя и конденсатор:   Определим далее произведение индуктивности и емкости фильтра, LфCф по формуле: LфCф=(1-γ)/(8kп2f2)=(1-0,5)/(8∙0,06∙500002)= 4,167∙10-10ГнФ. Емкость фильтра CФ можно определить, разделив рассчитанное выше значение LфCф= 4,167∙10-10ГнФ, а на Lф = 2,04∙10-6 Гн: CФ = 4,167∙10-10/ (2,04∙10-6) = 2,043∙10-4 Ф=204,3 мкФ. Выбранный конденсатор должен удовлетворять одному важному требованию: действующее значение тока, который он способен пропустить, должно быть не менее рассчитанной выше величины ΔILд.з=  . С учетом этого требования емкость выбранного конденсатора может быть больше рассчитанного значения.По справочным данным выбираем конденсатор фирмы EPCOS для импульсных преобразователей постоянного тока серия B43580, параметры которого: – номинальное значение емкости, CN=4700 мкФ; – рабочее напряжение UcN=100 В; – максимальное допустимое действующее значение переменной составляющей тока, Iпер.д.з=26 А; – rC=35∙10-3Ом. Следовательно, падение напряжения на внутреннем сопротивлении конденсатора фильтра от амплитуды переменной составляющей тока составит: ΔUC = IАС m∙rC =1,41∙25,1∙35∙10-3=1,24 В. Определим амплитуду пульсаций напряжения на выбранном конденсаторе при протекании по нему переменного тока пульсаций: IАС m =1,41∙25,1 A:  Определим коэффициент пульсаций напряжения нагрузки при выбранных параметрах фильтра: kп2= Uп2/Uнг=  /36=6,66∙10-10<0,01,что удовлетворяет требованию задания по ограничению пульсаций напряжения нагрузки. Проверка параметров фильтров на резонанс. Необходимо выполнение условия. ωc.к < 0,5ωп  ωп= 6,28∙50000 = 314∙103  0,5ωп = 157∙103 с-1. (10 210)<(157 000). Параметры фильтра удовлетворяют требованиям отсутствия резонанса и обеспечивают заданную техническим заданием допустимую величину коэффициента пульсации напряжения нагрузки. 2.3 Расчет сечения проводов трансформатора Уточним амплитудное значение импульса тока, протекающего по вторичной обмотке: I2m = Iнг.ср + ΔIL / 2 = 8,0+86,635 / 2 = 51,31 А. Определим действующие значение тока вторичной обмотки трансформатора I2 при γmax = 0,5 и Iнг N =8 А. Действующее значение тока вторичной обмотки с учетом пульсаций тока:  Действующее значение тока первичной обмотки с учетом пульсаций тока: I1= I2/ kтр=  /0,34=16,62 А.Амплитудное значение импульса тока, протекающего по первичной обмотке: I1m= I2m/ kтр=51,31 /0,34=150,91 А. Среднее значение тока, протекающего по первичной обмотке трансформатора: I1ср= I1m∙ γ max=150, 91 ∙0,5=75,46 А. Определим далее сечение проводов обмоток, выберем провода и определим коэффициент заполнения окна kзап. Обязательным условием возможности выполнения трансформатора является выполнение условия kзап<0,4. Требуемое сечение провода вторичной обмотки q2 = I2 / j = 5,652 /2,216 =2,55 мм2. Требуемое сечение провода первичной обмотки q1 = I1 / j =16,62 / 2,216 = 7,5 мм2, где j=2,69 А/мм2 – плотность тока. С целью устранить влияние поверхностного эффекта (или уменьшить его влияние) на увеличение активного сопротивления обмоток трансформатора выполняем их многожильным проводом марки ПЭЛР-1, предельная рабочая температура которого равна 105C. Первичную обмотку выполняем из 78 проводов сечением 0,096221 мм2впараллель, тогда результирующее сечение этого многожильного провода q1 будет равно: q1 = 78∙0,096221 = 7,5052 мм2. Вторичную обмотку выполняем из 27 проводов тем же сечением 0,096221 мм2, впараллель, тогда результирующее сечение этого многожильного провода q2 будет равно: q2 = 27∙0,096221=2,598 мм2. Проверяем коэффициент заполнения окна: kзап = (q1W1 + q2W2)/ Soк = (7,5052∙5+ 2,598∙15) / 515= 0,149. Коэффициент заполнения окна менее 0,4, следовательно, трансформатор можно изготовить и уточнение расчета трансформатора не требуется. Из табл.данных определим, что диаметр выбранного провода с изоляцией составляет 0,39 мм, а сечение провода с изоляцией составит 0,11939 мм2. Таким образом, эквивалентное сечение многожильного витка первичной обмотки с учетом изоляции составит: q 1экв.из=78∙0,1139=8,8842 мм2, а эквивалентное сечение многожильного витка вторичной обмотки с учетом изоляции составит: q 2экв. из=27∙0,1139=3,0753 мм2. Эквивалентному сечению q 1экв. из соответствует эквивалентный диаметр провода одного эквивалентного витка с учетом изоляции: |