Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение. Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей пос. Вторичные источники питания (вип)
 Скачать 7.27 Mb.
|
 Эквивалентному сечению q2экв. из соответствует эквивалентный диаметр провода одного эквивалентного витка с учетом изоляции:  При изготовлении трансформатора необходимо выполнить следующие требования электробезопасности, приведенные выше: 1. Межобмоточную изоляцию выполняем в виде 3 слоев лавсановой пленки толщиной 0,0254 мм. Со связующим веществом толщина диэлектрика составляет 0,16 мм. 2. Расстояние между выводами первичной и вторичной обмоток устанавливаем 0,7 см. 3. Между первичной и вторичной обмотками установлен электростатический экран (экран Фарадея) в виде слоя медной фольги толщиной 0,035 мм. Со связующим веществом толщина электростатического экрана составляет 0,076 мм. 2.4 Выбор транзистора Транзистор выбираем по максимальному (амплитудному) значению тока стока (или коллектора) и максимальному напряжению сток-исток (или коллектор-эмиттер). Ранее без учета наличия всплеска импульса тока было определено максимальное значение тока первичной обмотки трансформатора I1m =150,91 А. С учетом коэффициента запаса по току току kз.т=2 ток стока транзистора I стN должен быть не менее 302 А. Воспользуемся рекомендациями по выбору транзистора по току с учетом всплеска импульса тока первичной обмотки: Iст max=(1,2; …; 1,5)(1,2; …; 1,4)∙1,2∙РвыхK'/(ηUвх maxγmin)=(7; …; 10)Pвых/Uвх max Значение γ = γmin определим для режима работы преобразователя при максимальной величине входного напряжения Uвх max. Uвх = Uвх max = 24(1+0,1) = 26,4 В; U нг N = (1/k тр) (U вх max – ΔU кэ.нас)γ min – ΔU в.пр – ΔU RL; γ min =(U нг N + ΔU в.пр + ΔU RL) ∙k тр/ ( U вх max – ΔU кэ.нас) = (24 + 0,75 + 0,0384) 0,34 / (26,4 – 0,5); γmin =0,325. Определим номинальное значение тока стока транзистора с учетом наличия всплеска импульса тока, воспользовавшись для этих целей вышеприведенной формулой. Примем η=0,9 и определим остальные параметры: K'=Uвх max./ Uвх min=1,1/0,9=1,222; γmin=0,325; Рвых=36∙8=288 Вт; Uвх max=1,1∙24=26,4 В; I ст max =1,2∙288∙1,222/(0,9∙26,4∙0,325)=55 А. Для выбора транзистора примем значение I ст max =302 А. Номинальное напряжение транзистора сток-исток U с-и определим по формуле: U с-и max = U вх max + U вх max ∙γ min/(1-γmin) = Uвх max /(1-γmin) =26,4/(1-0,325)=17,82 В. С учетом рекомендаций, коэффициента запаса по напряжению, kз.н, принимаем равным 4, т.е. kз.н =4. Таким образом, транзистор необходимо выбирать на напряжение не менее 72 В. Окончательно принимаем решение по требуемым параметрам транзистора. Номинальное значение тока стока должно быть не менее 302 А, а номинальное значение напряжения Uс-и N – не менее 72 В. Учитывая, что рабочая частота fp принята равной 50 000 Гц, а также учитывая рекомендации, необходимо выбирать транзистор MOSFET. Таким требованиям удовлетворяет транзистор IRFP4368PbF, параметры которого: Uc-и =75 B; Iст max = 350 А; R нас = 1,85∙10-3 Ом. Суммарное время включения и выключения транзистора (tвкл + tвыкл) < 0,25 мкс. Тепловое сопротивление переход-исток транзистора, Rп-и=0,24 ºС / Вт. Таким образом, падение напряжения в открытом состоянии транзистора при токе I1m = I cт m = 150,91 А составит ΔUс-и= 150,91∙1,85∙10-3 = 0,2792 В. Это падение напряжения меньше принятого ранее при расчете падения ΔUкэ.нас = ΔUс-и= 0,5 В. Уточнение расчета не требуется. 2.5 Выбор диодов VD1 и VD2 Выбор диода VD1 проводим по среднему значению импульса тока вторичной обмотки трансформатора I2ср = I2mγmax=8∙0,5=4 А с учетом коэффициента запаса по току kз.т=2, Iв.ср = kз.т∙4=2∙4=8 A и максимальному обратному напряжению. Амплитудное значение обратного напряжения на диоде VD1 определяется напряжением, прикладываемым к нему на интервале паузы: Uобр m = (Uнг N+ΔUв.пр+ΔURL)/γmin ; U2m = (8+0,75+0,0384)/ 0,325 = 27,04 В. С учетом коэффициента запаса по напряжению kз.н=2 необходимо выбирать диод VD1 на номинальное обратное напряжение не менее 55 В. В качестве диода VD1 выбираем диод Шoттки 8TQ080/IR на ток Iв N =8 А; Uв.обр N =80 В; ΔUв.пр =0,72 В. Выбор диода VD2 проводим по среднему значению тока, протекающего по обмотке дросселя на интервале паузы tп=T-tи. При γmax=0,5 этот ток равен току, протекающему по обмотке дросселя на интервале импульса tи: IVD2 ср=Iнг N(1-γmax)=8∙0,5=4 А. С учетом коэффициента запаса по току kз.т=2 Iв.ср = kз.т ∙4=2∙4=8 A. Максимальное обратное напряжение на диоде VD2 появляется на интервале импульса и равно амплитуде напряжения вторичной обмотки на интервале импульса: UVD2 обр=U2m=Uвх max/ kтр=(26,4-0,5)/0,34=76,2 В. С учетом коэффициента запаса по напряжению kз.н=1,5 необходимо выбирать диод VD2 на номинальное обратное напряжение не менее 112 В. В качестве диода VD2 выбираем диод Шoттки 10CTQ150 на ток Iв N =10 А; Uв.обр N =150 В; ΔUв.пр =0,73 В. 2.6 Расчет потерь мощности и коэффициента полезного действия ОПП Определим электрические потери в обмотках трансформатора. Воспользовавшись справочными данными, приведем габаритные размеры выбранного сердечника магнитопровода (рис.2). Размеры указаны в сантиметрах.  Рисунок 2 — Габаритные размеры сердечника трансформатора, см. Определяем среднюю длину витков первичной и вторичной обмоток, имеющих форму цилиндра. Размеры окна, в котором размещается обмотка: ширина Н=10,9 мм, высота Е=29,2 мм. Витки обмотки укладываются слоями по высоте окна. Первичную обмотку укладываем внутрь, а вторичную – поверх первичной обмотки. Диаметр среднего витка первичной обмотки D1 равен сумме внутреннего диаметра сердечника (А= 15,2 мм) и толщине изоляции обмотки от корпуса (примем равной 0,5 мм). Таким образом, D1=15,7 мм=1,57 см. Первичная обмотка занимает один слой, так как нетрудно установить, что длина намотки витков первичной обмотки составит L1 нам=W1d1 экв.из=5∙3,363=16,815 мм, а высота окна равна 29,2 мм. Длина среднего витка первичной обмотки lср1 =πD1 = 49,3 мм=4,93 см. Расчетная длина провода первичной обмотки: L1=W1 ∙lср1 = 5∙4,93 =24,65 см. Активное сопротивление первичной обмотки: R1 = ρ L1 / q1 = 0,0175∙0,2465 / 7,5 = 0,575∙10-3 Ом, где ρ – удельное электрическое сопротивление меди, ρ=0,0175 Ом∙мм2/м. Определим число слоев вторичной обмотки. Длина намотки витков вторичной обмотки: L2 нам=W2∙d2 экв.из=15∙1,979=29,685 мм. Разделим L2нам на высоту окна сердечника Е, получим требуемое число слоев: 29,685 /29,2=1,02. Это означает, что для намотки вторичной обмотки требуется не менее 1,02 слоя. Диаметр эквивалентного среднего витка вторичной обмотки, которая размещается поверх витков первичной обмотки и занимает (как будет показано ниже) два слоя, равен: D2. экв = D1+2d1 экв.из + d2 экв.из .=15,7+2∙3,363 +1,979=24,405 мм= 2,45 см. Длина среднего витка вторичной обмотки: lср2 =π D2 экв =7,7 см. Длина провода вторичной обмотки: L2 =W 2 lср2 = 15∙7,7 = 115,5 см. Активное сопротивление вторичной обмотки: R2 =ρL2 / q2 = 0,0175∙1,1155 / 2,55= 7,66∙10-3 Ом. Оценим необходимость учета влияния поверхностного эффекта на увеличение активных сопротивлений обмоток, R1 и R2. Диаметр выбранного единичного проводника (без изоляции) для первичной и вторичной обмоток один и тот же: d=0,35 мм. Глубина проникновения тока под поверхность проводника: DPEN=75  =0,335Параметр Q=0,8d/DPEN=0,8∙0,35/0,335=0,836. По графикам (см. рис.3) устанавливаем, что для первичной обмотки величина параметра FR = RAC/RDC=1. Это означает, что при выбранных параметрах первичной обмотки ее активное сопротивление для переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц, равна активному сопротивлению для постоянного тока и эффект вытеснения тока в этой обмотке отсутствует.  Рисунок 3 — Зависимость потерь в проводниках обмотки от глубины проникновения тока под поверхность проводника (величины фактора Q) Для вторичной обмотки величина параметра FR = RAC/RDC≈1,25. Это означает, что активное сопротивление вторичной обмотки для переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц, в 1,25 раза больше, чем для постоянной составляющей. Действующее значение переменной составляющей тока вторичной обмотки трансформатора (см. рис. 4).  Рисунок 4 — Форма кривой тока обмотки трансформатора  При γmax=0,5, I2m= 51,31 А и ΔI/2=43,3175 А,  Электрические потери в проводах первичной обмотки ΔPэл1 = I12R1 = 16,622∙0,575∙10-3= 0,159 Вт. Электрические потери в проводниках вторичной обмотки имеют две составляющие: – электрические потери от постоянной составляющей: ΔP΄эл2 = I22ср R2 = (I2m∙γmax)2 R2 = (5,652∙0,5)2∙0,575∙10-3 = 0,005 Вт. – электрические потери от переменной составляющей с учетом эффекта вытеснения тока: ΔP΄΄эл2 = I22ср R2 = 42∙7,66∙10-3 = 0,113 Вт. Суммарные электрические потери в обмотках трансформаторе: ΔPэл = ΔPэл1 +ΔP΄эл2+ ΔP˝эл2 =0,159 +0,005 +0,113 =0,277 Вт. Потери в магнитопроводе трансформатора: ΔРм= Руд.мVс. Для выбранного сердечника Vс=20,5 см3. Величину удельных потерь материала магнитопровода определим по формуле: Руд.м = ΔВ 2,4 (КНfp + КЕfp2). Для большинства ферритов коэффициент гистерезиса КН = 4∙10-5 , а коэффициент вихревых токов КE = 4∙10-10. Р уд.м = 0,1 2,4 (4 ∙10-5 ∙50 000+ 4∙10-10 ∙50 0002)=0,012 Вт / см3. Потери в магнитопроводе выбранного сердечника: ΔРм = 0,012∙20,5 = 0,306 Вт. Таким образом, суммарные потери в трансформаторе: ΔРп.тр = ΔРэл + ΔРм =0,277 + 0,306 =0,583 Вт. Потери в транзисторе: ΔРVT= ΔР VT ст + ΔР VT дин, где ΔРVT ст = I1cр2Rотк - статические потери в транзисторе, здесь Rотк– это сопротивление прямого канала транзистора в открытом состоянии, для выбранного транзистора Rотк = 8,5∙10-3 Ом; I1cр = 75,46 А: ΔРVT ст = 75,46 ∙8,5∙10-3 = 0,64 Вт. Динамические потери в транзисторе: ΔРVT дин= Рвхfp (tвкл. + tвыкл.)/ 2 = Uвх I1ср fp (tвкл. + tвыкл.) / 2, ΔРVT дин= 24∙75,46 ∙50000∙0,25∙10-6/2 = 11,469 Вт. Суммарные потери в транзисторе ΔРVT = 0,64 + 11,469 = 12,109 Вт. Потери в диоде VD1 ΔРVD1 =ΔUв.пр I VD1cр = 0,72∙4 = 2,88 Вт. Потери в диоде VD2 ΔРVD2= ΔUв.пр.I VD 2cр=0,72∙4=2,88 Вт. Электрические потери в обмотке дросселя ΔРэл.др =Iнг2Rдр = 82∙0,051 = 3,264 Вт. Итак, суммарные потери в преобразователе ΣРп = ΔРп.тр + ΔРэл.др + ΔРVT +ΔРVD1+ΔРVD2 =0,583 + 3,264 +12,109 + 2,88 +2,88 = 21,716 Вт. Коэффициент полезного действия преобразователя η = Рнг /(Рнг + ΣΔРп) = 36∙8/(36∙8 + 21,716) = 0,93. Рассчитанный с учетом параметров выбранных элементов КПД несколько больше принятого в первом приближении значения, равного 0,9. Следовательно, проводить уточняющий расчет не требуется. 2.7 Расчет площади радиатора транзистора Sp > 1000 / (Rр.с σт), где Sp – площадь радиатора; σт – коэффициент теплоотдачи от радиатора в окружающую среду; Rр.с – тепловое сопротивление радиатор – окружающая среда. Rр.с << Rт – Rп.к – Rк.р, здесь Rт – суммарное тепловое сопротивление; Rп.к – тепловое сопротивление р-n переход – корпус транзистора, для выбранного транзистора Rп.к=0,24 ºС / Вт; Rк.р – тепловое сопротивление корпус – радиатор, для выбранного транзистора Rк.р =0,33 ºС / Вт. Rт <(Θп.доп – Θср)/PVT, здесь Θп.доп – допустимая температура перехода транзистора; Θср – температура окружающей среды (указана в задании на проектирование), Rт <(125 – 40) /12,109 = 7,2 ºС / Вт; Rр.с <<7,2 – 0,24– 0,33 = 6,63 ºС / Вт; Sp > 1000 /(7,2∙1,5) = 92,6 см2. В качестве радиатора берем три алюминиевые пластины общей площадью 120 см2 и скрепляем их вместе так, как это показано на рис. 5.  Рисунок 5 — Радиатор в сборке 2.8 Статический расчет замкнутой по напряжению системы Структурная схема замкнутой по напряжению системы приведена на рис. 6.  Рисунок 6 — Структурная схема замкнутой по напряжению системы Схема управления ОПП, подобно схеме рис. 7, а, содержит компаратор, на вход которого поступают два сигнала: напряжение управления Uу и опорное напряжение uоп, (см. рис. 7, б). Опорное напряжение имеет пилообразную форму, период этого напряжения T=1/fp. Как видно из рис. 7, б, длительность импульса управления, подаваемого на затвор транзистора силовой схемы преобразователя, tи, определяется моментом равенства напряжений управления и опорного напряжения. Коэффициент скважности импульсов управления γ = tи /T. При Uу = Uоп max коэффициент скважности γ = 1.   Рисунок 7 — Формирователь импульсов управления (Uи.у): а – схема компаратора; б, в – временные диаграммы, поясняющие его работу Основные расчетные соотношения, необходимые для расчета замкнутой по напряжению системы: – напряжение обратной связи Uосн = kд.нUнг , где kд.н– коэффициент передачи датчика напряжения; –напряжение рассогласования, подаваемого на вход предварительного усилителя: Uδ = Uз – Uосн , где Uз – напряжение задания; – напряжение управления, подаваемое на вход системы управления преобразователя: Uу = kп.уUδ; – ЭДС на выходе преобразователя: Епр = kпр Uу; – напряжение нагрузки: Uнг = Епр – Iнг Rсх – ΔUв.пр. Выше было определено падение напряжения на открытом диоде: ΔUв.пр = 0,75 В. Эквивалентное сопротивление схемы: Rсх = RL+ Rт2+ R'т1, где R'т1 = R1/kтр2 = 0,575∙10-3/(0,34)2 = 4,98∙10-3 Ом – приведенное к вторичной обмотке активное сопротивление первичной обмотки; Rт2 – активное сопротивление вторичной обмотки. Rсх = 0,0048+7,66∙10-3+4,98∙10-3 = 0,0175 Ом. Определим величину ЭДС преобразователя: Епр.N = Uнг N+Ιнг N Rсх+ ΔUв.пр= 36+8 ∙0,0175 +0,72 = 36,86 В. Относительное значение сигнала управления: Ūу = Uу / Uoп m = γ. Примем Uoп m = 5В. Определим Uу mах , при котором γ = γmax = 0,5: Uу mах = Uoп max γmax = 5∙0,5= 2,5 В. Коэффициент усиления преобразователя: kпр = Епр / Uу mах = 36,86 / 2,5 = 14,744. Из приведенных выше основных соотношений определим: Uнг N = kпр kп.у(Uз– kд.нUнг N) – Iнг NRсх– ΔUв.пр; Uнг N (1+ kпр kп.у kд.н) = kпр kп.уUз– Iнг N Rсх– ΔUв.пр; Uнг N = kпрkп.у Uз /(1+ kпрkп.у kд.н)– (Iнг N Rсх+ ΔUв.пр) /(1+ kпрkп.у kд.н); Iнг NRсх+ ΔUв.пр = ΔUнг.раз=8∙0,0175 +0,72=0,86 В, где ΔUнг.раз – падение напряжения в разомкнутой системе преобразователя, ΔUнг.раз = 1,32 В; ΔUнг.раз = ΔUнг.раз /(1+ kпрkп.у kд.н) – падение напряжения в замкнутой системе преобразователя. Обозначим произведение коэффициентов kпрkп.у kд.н = К,К– общий коэффициент усиления системы. ΔUнг.раз / ΔUнг.з = К–1. ΔUнг.з – задано заданием на проектирование: ΔUнг.з = (ΔUнг % / 100)Uнг N = 0,0014∙36=0,0504 В. Определим общий коэффициент усиления системы К К =(ΔUнг.раз / ΔUнг.з) –1= (0,86 / 0,0504) – 1 = 17- 1 = 16. Далее следует определить коэффициенты kп.у и kд.н. Определим сначала произведение этих коэффициентов Kд.нkп.у = К / kпр = 16 / 14,744 = 1,085. Далее определим значение коэффициента kпу: kп.уUδ = Uу mах = 2,5 В, kп.у (Uз – Uосн) = kп.у (Uз– kд.н Uнг N ) = 2,5. Примем напряжение задания Uз= 5 В. kп.уUз – kп.у kд.н Uнг N = 2,5; kп.у∙5 – 1,085∙36 = 2,5; kп.у = (2,5 +39,06)/5 = 8,312. Коэффициент передачи датчика напряжения kд.н = 1,085/8,312=0, 131. Проведем проверку расчета коэффициентов Uнг N = [Uз kпр kп.у /(1+К)]– ΔUнг раз /(1+К) = [5 ∙14,744 ∙8,312/ 17] — 0,86 / 17, Uнг N =36,045– 0,045 = 36 В. Расчет коэффициентов kпр, kп.у , kд.н произведен правильно. 2.9 Расчет входного фильтра преобразователь амплитудный индуктивность При работе многих импульсных преобразователей постоянного напряжения входной ток носит импульсный характер, т. е. включает в себя постоянную составляющую и высшие гармонические тока. Высшие гармоники, протекая по проводам источника питания, создают помехи для работы устройств, подключенных к этому источнику. Для улучшения электромагнитной совместимости проектируемого преобразователя необходимо на вход преобразователя установить входной фильтр. Входной фильтр предназначен для подавления высших гармонических входного тока преобразователя. Пример входного L1-C1 – фильтра приведен на рис. 8.  Рисунок 8 — Схема подключения входного фильтра к преобразователю Примем уровень подавления первой гармонической входного тока до величины I1,1L= 0,01I1,1m. Проведем расчет для коэффициента скважности, при котором первая гармоническая входного тока наибольшая, т.е. при г=0,6. Отметим, что это значение г равно максимальному значению коэффициента скважности проектируемого преобразователя. В проектируемом ОПП максимальная амплитуда импульса входного тока I1m=150,91 А, среднее значение этого тока при гmax=0,6. I1,0 =150,91∙0,6=90,546 А, а действующее значение этого тока, равного току первичной обмотки трансформатора при гmax=0,6: I1=I1m√ гmax=150,91√0,6=116,894 А При гmax=0,6 амплитуда первой гармонической входного тока определяется по формуле I1,1m=(2I1m/р)sin(рг)= (2∙150,91/ р)sin(р∙0,6) = 91,37А Ранее было принято условие подавление первой гармонической до уровня 0,01I1,1m=0,01∙97,37=0,9137 А. Определим амплитуду тока конденсатора входного фильтра I1,1C = I1,1m+ I1,1L=91,37+0,9137 = 92,29 А. Отметим, что рабочее напряжение конденсатора должно быть не менее 2Uвх.max=2∙26,4 = 52,8 В. Выберем конденсатор фирмы EPOS. Конденсатор типа В43580 емкостью 10 000 мкФ каждый на рабочее напряжение 63 В допускают пропуск переменного тока 28 А при частоте 100 000 Гц. Внутреннее активное сопротивление rC=30∙10-3 Ом. При параллельном включении четырех конденсаторов результирующая емкость Ср = 4∙10 000 = 40 000 мкФ, допустимое (амплитудное) значение переменного тока составит 4 ∙ 28 = 112 А, а результирующее внутренне сопротивление rC р =30∙10-3 / 4 = 7,5 ∙ 10-3 Ом. Емкостное сопротивление этого конденсатора входного фильтра на частоте fр=50 000 Гц xC=1/(2рfрCф)=1/(2∙3,14∙50000∙4∙10 000∙10-6)=0,796 ∙ 10-4 Ом. Сравнивая между собой хC и rC, можно видеть, что определяющим в величине полного сопротивления этого конденсатора является внутреннее активное сопротивление конденсатора, rС. Падение напряжения на конденсаторе и дросселе входного фильтра, U1,1С, от переменной составляющей входного тока, I1,1C, равно произведению тока I1,1C и полное сопротивления конденсатора, т.е. U1,1С =I1,1C √(xc2+rc2)= 92,29 ∙ 2,5∙ 10-3 = 0,203 В. Далее выполним расчет индуктивности дросселя входного фильтра L1= хL1/( 2рfр), где хL1= U1,1с/ I1L=0,203 /0,9137 =0,223 Ом. Тогда L1 = 0,223 /(6,28∙50000)= 7∙10-6 Гн По справочным данным выбираем четыре дросселя типа SRP1270-1R1M54036S, обмотка которого выполнена на действующее значение тока Iоб.д.з = 27 А и обладает индуктивностью L = 1,5 мкГн. Активное сопротивление обмотки Rоб = 2,6∙10-3 Ом. Рабочая частота дросселя до 100 кГц. Соединяем обмотки дросселей параллельно. В результате получим: – индуктивность дросселя Lр= 1,5 ∙ 10 -6 / 4 = 0,375 ∙ 10-6 Гн; – сопротивление обмотки Rоб.р = 2,6 ∙ 10-3 / 4 = 0,65∙ 10-3 Ом; – допустимое действующее значение тока обмотки Iоб.д.з.р=108 А. Напомним, что ранее было рассчитано действующее значение входного тока преобразователя, равное 92,29 А. Поскольку индуктивность обмотки выбранного дросселя Lр больше требуемой величины индуктивности L1, а ток обмотки дросселя больше значения тока, протекающего по этой обмотке (108 А > 92,29 А) - дроссель выбран правильно и обеспечит требуемый уровень подавления переменной составляющей входного тока. Проведем проверку входного фильтра на резонанс. Определим частоту собственных колебаний входного фильтра L1-C1: |