отс ответы. 1. 3 Разложение сигналов в обобщенный ряд Фурье. Тесты по теме 1 Модели непрерывных каналов связи. Автор Санников Владимир Григорьевич правильные ответы отмечены знаком неправильные ответы отмечены знаком #
 Скачать 1.25 Mb.
|
|
h F h F h F h F − − − − 9.2.4. Задан параметр h 0 2 . Вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДФМ равна ( ) ( ) ( ) ; 2 1 # ; 2 1 # ; 1 # ; 2 1 * 0 0 0 0 h F h F h F h F − − − − 9.2.5. Задан параметр h 0 2 . Вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДЧМ равна ( ) ( ) ( ) ; 2 1 # ; 2 1 # ; 2 1 # ; 1 * 0 0 0 0 h F h F h F h F − − − − 9.2.6. Задан параметр h 0 2 =9. Вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДАМ равна ( ) ( ) ( ) ; 6 1 # ; 2 3 1 # ; 3 1 # ; 2 3 1 * F F F F − − − − 9.2.7. Задан параметр h 0 2 =9. Вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДФМ равна ( ) ( ) ( ) ; 6 1 # ; 2 3 1 # ; 3 1 # ; 2 3 1 * F F F F − − − − 9.2.8. Задан параметр h 0 2 =9. Вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДЧМ равна ( ) ( ) ( ) ; 6 1 # ; 2 3 1 # ; 2 3 1 # ; 3 1 * F F F F − − − − 9.2.9. Заданная вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДФМ достигается, если параметр h 0 2 =25 . Для получения такой же вероятности ошибки при использовании ДАМ параметр h 0 2 должен быть равен * 100; # 25 ; # 50 ; # 12.5; # 6.25; 9.2.10. Заданная вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДФМ достигается, если параметр h 0 2 =15 . Для получения такой же вероятности ошибки при использовании ДЧМ параметр h 0 2 должен быть равен : * 30; # 15 ; # 60 ; # 7.5; # 3.75; 9.2.11. Заданная вероятность ошибки при оптимальном приеме сигналов ДАМ достигается, если параметр h 0 2 =20 . Для получения такой же вероятности ошибки при использовании ДЧМ параметр h 0 2 должен быть равен * 10; # 5 ; # 40 ; # 80; # 20; 9.2.12. Введите виды модуляции в порядке возрастания помехоустойчивости * ДАМ * ДЧМ; * ДФМ; 9.2.13. Введите виды модуляции в порядке возрастания вероятности ошибки при заданном параметре h 0 2 : * ДФМ; * ДЧМ; * ДАМ 9.2.14. ДФМ при заданной мощности передатчика имеет максимальную : * энергию разности посылок # энергию посылки # энергию бита # мощность посылки 9.2.15. Средняя мощность передатчика с использованием ДЧМ равна Р. При тех же условиях приема, для достижения вероятности ошибки такой же, как при ДЧМ, мощность передатчика при использовании ДАМ равна * Р # Р ; # Р ; # Р # Р ; 9.2.16. Средняя мощность передатчика с использованием ДФМ равна Р. При тех же условиях приема, для достижения вероятности ошибки такой же, как при ДФМ, мощность передатчика при использовании ДАМ равна * Р # Р ; # Р ; # Р # Р ; 9.2.17. Средняя мощность передатчика с использованием ДЧМ равна 10 вт. При тех же условиях приема, для достижения вероятности ошибки такой же, как при ДЧМ, мощность передатчика при использовании ДФМ равна * 5 ; # 10 ; # 20 ; # 40; # 2.5 ; 9.2.18. Средняя мощность передатчика с использованием ДФМ равна 10 вт. При тех же условиях приема, для достижения вероятности ошибки такой же, как при ДЧМ, мощность передатчика при использовании ДАМ равна * 40 вт; # 10 вт; # 20 вт; # 5 вт; # 2.5 вт; 9.2.19. Средняя мощность передатчика с использованием ДФМ равна 100 вт. При тех же условиях приема, для достижения вероятности ошибки такой же, как при ДФМ, мощность передатчика при использовании ДЧМ равна *200 вт; # 100 вт ; # 50 вт ; # 400 вт; # 25 вт ; 9.2.20. Средняя мощность передатчика с использованием ДАМ равна 16 вт. При тех же условиях приема, для достижения вероятности ошибки такой же, как при ДАМ, мощность передатчика при использовании ДЧМ равна * 8 вт ; # 16 вт ; # 4 вт ; # 32 вт; # 2 вт ; 9.2.21. Соответствие мощностей передатчика видам модуляции при одинаковой помехоустойчивости ДАМ * 4 вт ; * ДЧМ; * 2 вт ; *ДФМ ; * 1 вт ; 9.2.22. Задан параметр h 0 2 . Соответствие формул для расчета вероятности ошибки при оптимальном приеме виду модуляции ( ) ( ) ; 2 1 * ; * ; 2 1 * ; * ; 1 * ; * 0 0 0 h F ДФМ h F ДАМ h F ДЧМ − − − 9.3.1. Некогерентный приемник двоичных сигналов ДАМ содержит следующие основные блоки * полосовой фильтр, амплитудный детектор, решающее устройство # полосовой фильтр, частотный детектор, решающее устройство # полосовой фильтр, амплитудный детектор, ФНЧ; # модулятор, амплитудный детектор, решающее устройство 9.3.2. Некогерентный приемник двоичных сигналов ДЧМ содержит следующие основные блоки * полосовой фильтр ПФ, полосовой фильтр ПФ, амплитудный детектор АД, амплитудный детектор АД, решающее устройство # полосовой фильтр , амплитудный детектор АД, решающее устройство # полосовой фильтр ПФ, полосовой фильтр ПФ, амплитудный детектор АД, амплитудный детектор АД, ИФНЧ; # полосовой фильтр ПФ, полосовой фильтр ПФ, ИФНЧ1, ИФНЧ0, решающее устройство 9.3.3. На входе некогерентного частотного детектора действует сигнал с амплитудой 40 мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 4 мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Параметр h 2 равен * 2 ; # 4 ; # 8 ; # 16 ; # 1 ; 9.3.4. На входе некогерентного детектора действует сигнал с амплитудой мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 8 мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Параметр h 2 равен * 1 ; # 4 ; # 8 ; # 16 ; # 2 ; 9.3.5. На входе некогерентного детектора действует сигнал с амплитудой мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 1 мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Параметр h 2 равен * 2 ; # 4 ; # 8 ; # 16 ; # 1 ; 9.3.6. Задан параметр h 2 . Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДАМ равна * 0.5exp(-0.25h 2 ) ; # exp(-0.5h 2 ) ; # 0.5exp(0.5h 2 ) ; # 0.5exp(-h 2 ) ; # 0.5exp(-0.5h) ; 9.3.7. Задан параметр h 2 . Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДЧМ равна * 0.5exp(-0.5h 2 ) ; # exp(-0.5h 2 ) ; # 0.5exp(0.5h 2 ) ; # 0.5exp(-0.25h 2 ) ; # 0.5exp(-0.5h) ; 9.3.8. Задан параметр h 2 . Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДОФМ равна * 0.5exp(-h 2 ) ; # exp(-0.5h 2 ) ; # 0.5exp(0.5h 2 ) ; # 0.5exp(-0.25h 2 ) ; # 0.5exp(-0.5h) ; 9.3.9. Задан параметр h 2 =4. Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДАМ равна * 0.5exp(-1) ; # exp(-0.5) ; # 0.5exp(0.5) ; # 0.5exp(-2) ; # 0.5exp(-4) ; 9.3.10. Задан параметр h 2 =4. Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДЧМ равна * 0.5exp(-2) ; # exp(-2) ; # 0.5exp(2) ; # 0.5exp(-1) ; # 0.5exp(-0.5) ; 9.3.11. Задан параметр h 2 =8. Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДОФМ равна * 0.5exp(-8) ; # exp(-0.5) ; # 0.5exp(4) ; # 0.5exp(-4) ; # 0.5exp(-2) ; 9.3.12. Задан параметр h 2 =0 . Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов ДОФМ, ДЧМ, ДАМ равна : * 0.5 ; # 1 ; # 0.25 ; # 0.5exp(-1) ; # exp(-0) ; 9.3.13. На входе некогерентного фазового детектора действует сигнал с амплитудой 40 мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 1 мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Параметр h 2 равен * 8 ; # 2 ; # 4 ; # 16 ; # 1 ; 9.3.14. На входе некогерентного амплитудного детектора действует сигнал с амплитудой 40 мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 2 мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Параметр h 2 равен * 4 ; # 8 ; # 2 ; # 16 ; # 1 ; Соответствие формулы для определения вероятности ошибки при некогерентном приеме виду модуляции ДАМ * 0.5exp(-0.25h 2 ); * ДЧМ ; * 0.5exp(-0.5h 2 ) ; * ДОФМ ; * 0.5exp(-h 2 ) ; 9.3.16. На входе некогерентного амплитудного детектора действует сигнал с амплитудой 40 мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 1мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигнала ДАМ равна * 0.5exp(-2) ; # exp(-2) ; # 0.5exp(4) ; # 0.5exp(-4) ; # 0.5exp(2) ; 9.3.17. На входе некогерентного частотного детектора действует сигнал с амплитудой 40 мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 1мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигнала ДЧМ равна * 0.5exp(-4) ; # exp(-2) ; # 0.5exp(4) ; # 0.5exp(-2) ; # 0.5exp(2) ; 9.3.18. На входе некогерентного фазового детектора действует сигнал с амплитудой 40 мВ и белый шум со спектральной плотностью энергии 1мВ 2 /Гц, прошедший через полосовой фильтр с полосой пропускания 100 Гц. Вероятность ошибки при некогерентном приеме сигнала ДОФМ равна * 0.5exp(-8) ; # exp(-2) ; # 0.5exp(4) ; # 0.5exp(-4) ; # 0.5exp(2) ; 9.3.19. Виды модуляции в порядке уменьшения вероятности ошибки * ДАМ ; * ДЧМ ; * ДОФМ ; * ДФМ ; 9.3.20. На входе некогерентного амплитудного детектора действует сигнал и белый шум, прошедший через полосовой фильтр. Огибающая на выходе амплитудного детектора при передаче 0 распределена по закону * Релея ; # Шеннона ; # Котельникова ; Фурье ; # Райса ; 9.3.21. На входе некогерентного амплитудного детектора действует сигнал и белый шум, прошедший через полосовой фильтр. Огибающая на выходе амплитудного детектора при передаче 1 распределена по закону * Райса ; # Релея ; # Шеннона ; # Котельникова ; Фурье ; 9.4.1. Сокращенное название вида модуляции ДОФМ означает двоичная относительная фазовая модуляция # двоичная однополосная фазовая модуляция # двоичная однополосная фазоимпульсная модуляция # двоичная относительная фазоимпульсная модуляция 9.4.2. Правило манипуляции при двоичной относительной фазовой модуляции при передаче 1 фаза данной посылки отличается от фазы предыдущей посылки на 180 0 , а при передаче 0 фаза данной посылки * равна фазе предыдущей посылки # отличается от фазы предыдущей посылки на 90 0 ; # отличается от фазы предыдущей посылки на -180 0 ; # отличается от фазы предыдущей посылки на -90 0 ; 9.4.3. При использовании ДОФМ на передаче дополнительно включается * блок внесения относительности # модулятор # детектор # блок снятия относительности # декодер 9.4.4. Явление обратной работы состоит в том, что у опорного напряжения, необходимого для приема сигнала ФМ, может случайно изменяться * фазана амплитуда # частота # форма 9.4.5. Соответствие суммы по модулю 2 в колонке слева результату в правой колонке * 0 ⊕ 0= ; * 0; * 0 ⊕1= ; * 1 ; * 1 ⊕ 0= ; * 1 ; * 1 ⊕ 1=; * 0; 9.4.6. Сигнал ДОФМ будет принят верно, если * (я и N я посылки будут приняты верно * (я и N я посылки будут приняты неверно # (я посылка будет принята верно, а N я неверно # (я посылка будет принята неверно, а N я верно Сигнал ДОФМ будет принят неверно, если * (я посылка будет принята верно, а N я неверно * (я посылка будет принята неверно, а N я верно # (я и N я посылки будут приняты верно # (я и N я посылки будут приняты неверно 9.4.8. На входе приемника действует сигнал ДОФМ c амплитудой В и шум с дисперсией 0.1 В. Отношение мощности сигнала к мощности шума равно * 5; # 10; # 0.1; # 2; # 0.2; 9.4.9. На входе приемника действует сигнал ДФМ c амплитудой U m =1000 мВ и шум с дисперсией 0.2 В. Отношение мощности сигнала к мощности шума равно * 2.5; # 5 000 000; # 5; # 5000; 9.4.10. Сигнал и белый шум со спектральной плотностью G 0 =0.001 В 2 /Гц проходят череэ полосовой фильтр с полосой пропускания Гц. Амплитуда сигнала на выходе ПФ равна 2 В. Отношение с/ш : * 20; # 40; # 10; # 2000; 9.4.11. Сигнал и белый шум со спектральной плотностью G 0 =0.01 В 2 /Гц проходят череэ полосовой фильтр с полосой пропускания Гц. Амплитуда сигнала на выходе ПФ равна 4 В. Отношение с/ш равно * 8; # 16; # 4; # 400; 9.4.12. Сигнал и белый шум спектральной плотностью G 0 =0.1 В 2 /Гц проходят череэ полосовой фильтр с полосой пропускания F=100 Гц. Амплитуда сигнала на выходе ПФ равна 6 В. Отношение с/ш равно. * 1.8; # 3.6; # 0.6; # 60; 9.4.13. Сигнал и белый шум со спектральной плотностью 1 В 2 /Гц проходят через полосовой фильтр с полосой пропускания F=10 Гц. Амплитуда сигнала на выходе ПФ равна 3 В. Отношение с/ш равно * 0.45 ; # 0.9; # 0.3; # 4.5; 9.4.14. Параметр h 2 =12. Вероятность ошибки при приеме сигнала ДОФМ сравнением фаз равна * 0.5*ехр(-12) ; # 0.5*ехр(-6) ; # 0.5; # 0.5*ехр(-3) ; # 0; 9.4.15. ДОФМ – это двоичная __________ фазовая модуляция. * относительная # обратная # однополосная # одномодовая 9.4.16. Правило манипуляции при ДОФМ: при передаче 1 фаза данной посылки отличается от фазы предыдущей посылки на : * 180 0 ; # 90 0 ; # 270 0 ; # 360 0 ; 9.4.17. Явление обратной работы состоит в том, что у опорного напряжения, необходимого для приема сигнала ФМ, случайно изменяется фазана. Соответствие утверждения справа ситуации указанной слева * (я и N я посылки приняты верно * сигнал ДОФМ принят верно * (я и N я посылки приняты неверно * сигнал ДОФМ принят верно * (я посылка принята верно, а N я неверно * сигнал ДОФМ принят неверно * (я посылка принята неверно, а N я верно * сигнал ДОФМ принят неверно 9.4.19. Параметр h 2 =2. Вероятность ошибки при приеме сигнала ДОФМ сравнением фаз равна * 0.5*ехр(-2) ; # 0.5*ехр(-4) ; # 0.5; # 0.5*ехр(-1) ; # 0; 9.4.20. Выполняется суммирование по модулю два * 0 ⊕ 0= ; * 0 ⊕1= ; * 1 ⊕ 0= ; * 1 ⊕ 1= . Порядок следования ответов * 0 ; *1 ; * 1 ; * 0 ; 9.4.21. Параметр h 2 =4. Вероятность ошибки при приеме сигнала ДОФМ сравнением фаз равна * 0.5*ехр(-4) ; # 0.5*ехр(-2) ; # 0.5; # 0.5*ехр(-1) ; # 0; 9.4.22. Параметр h 2 =8. Вероятность ошибки при приеме сигнала ДОФМ сравнением фаз равна * 0.5*ехр(-8) ; # 0.5*ехр(-2) ; # 0.5; # 0.5*ехр(-4) ; # 0; 9.4.23. Прием сигнала ДОФМ осуществляется следующими способами * прием сравнением фаз * прием сравнением полярностей ; # прием сравнением частот # прием сравнением амплитуд 9.5.1. Оптимальный приемник двоичных сигналов на согласованных фильтрах, в общем случае, содержит _____ согласованных фильтра. *2 ; # 1 ; # 0; # 3; 9.5.2. Оптимальный приемник двоичных сигналов ДАМ на согласованных фильтрах содержит фильтр, согласованный с сигналом * u 1 (t)=U m cosw 0 t ; # u 0 (t)=0 ; # u 1 (t)=1; # u 1 (t)=0; 9.5.3. Оптимальный приемник двоичных сигналов ДЧМ на согласованных фильтрах содержит два фильтра, согласованные соответственно с * u 1 (t)=U m cosw 1 t; u 0 (t)=U m cosw 0 t; # u 1 (t)=U m cosw 0 t; u 0 (t)=0; # u 1 (t)=U m cosw 0 t; u 0 (t)=-U m cosw 0 t; 9.5.4. Оптимальный приемник двоичных сигналов ДФМ на согласованных фильтрах содержит фильтр, согласованный с * u 1 (t)=U m cosw 0 t; # u 0 (t)=0; # u 1 (t)=1; # u 1 (t)=0; 9.5.5. Оптимальный приемник двоичных сигналов на согласованных фильтрах обеспечивает * максимальную помехоустойчивость * минимальную вероятность ошибки # минимальную помехоустойчивость # максимальную вероятность ошибки 9.5.6. Амплитуда сигнала ДАМ на входе оптимального приемника равна U m =1 мВ , а спектральная плотность белого шума равна 10 -10 В 2 /Гц. Скорость работы 1000 бод. Параметр h 0 2 равен : * 5 ; # 10 ; # 5000 ; # 10000 ; 9.5.7. Амплитуда сигнала ДАМ на входе оптимального приемника равна U m =2 мВ , а спектральная плотность белого шума равна 10 -10 В 2 /Гц. Скорость работы 1000 бод. Параметр h 0 2 равен : * 20 ; # 40 ; # 20 000 ; # 1 ; 9.5.8. Амплитуда сигнала ДАМ на входе оптимального приемника равна U m =2 мВ , а спектральная плотность белого шума равна 10 -9 В 2 /Гц. Скорость работы 1000 бод. Параметр h 0 2 равен : * 2 ; # 4 ; # 2 000 ; # 1 ; 9.5.9. Амплитуда сигнала ДАМ на входе оптимального приемника равна U m =2 мВ , а спектральная плотность белого шума равна 10 -8 В 2 /Гц. Скорость работы 1000 бод. Параметр h 0 2 равен : * 0.2 ; # 0.4 ; # 200 ; # 1 ; 9.5.10. Амплитуда сигнала ДАМ на входе оптимального приемника равна U m =4 В , а спектральная плотность белого шума равна 10 -3 В 2 /Гц. Скорость работы 1000 бод. Вероятность ошибочного приема сигнала ДАМ равна ( ) ( ) ; 2 4 1 # ; 2 8 1 # ; 2 8 1 # ; 2 1 * − − − − F F F F 9.5.11. На входе оптимального приемника сигналов ДАМ на согласованном фильтре отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно h 0 2 =8. Вероятность ошибки равна * 1-F(2); # 1-F(1); # 1-F(4); # 1-F(8); 9.5.12. На входе оптимального приемника сигналов ДЧМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно h 0 2 =4. Вероятность ошибки равна * 1-F(2); # 1-F(1); # 1-F(4); # 1-F(8); 9.5.13. На входе оптимального приемника сигналов ДФМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно h 0 2 =8. Вероятность ошибки равна * 1-F(4); # 1-F(1); # 1-F(2); # 1-F(8); 9.5.14. Вероятность ошибки для оптимального приемника сигналов ДАМ на согласованном фильтре равна р ош = 1-F(3). Отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума на входе приемника равно * 18; # 9; # 3; # 4.5; 9.5.15. Вероятность ошибки для оптимального приемника сигналов ДЧМ на согласованных фильтрах равна р ош = 1-F(3). Отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума на входе приемника равно * 9; ; # 18; # 3; # 4.5; 9.5.16. Вероятность ошибки для оптимального приемника сигналов ДФМ на согласованных фильтрах равна р ош = 1-F(3). Отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума на входе приемника равно : * 4.5; # 18; # 3; # 9; 9.5.17. На входе оптимального приемника сигналов ДФМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно h 0 2 =2. Для получения той же вероятности ошибки при использовании ДЧМ потребуется h 0 2 равное : * 4 ; # 2; # 8; # 1; 9.5.18. На входе оптимального приемника сигналов ДАМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно h 0 2 =10. Для получения той же вероятности ошибки при использовании ДЧМ потребуется h 0 2 равное : * 5 ; # 20; # 2.5; # 10; 9.5.19. На входе оптимального приемника сигналов ДАМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно h 0 2 =16. Для получения той же вероятности ошибки при использовании ДФМ потребуется h 0 2 равное *4 ; # 8; # 32; # 64; 9.5.20. На входе оптимальных приемников сигналов ДФМ и ДЧМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно, соответственно, 11 и 22. Вероятность ошибок * в обоих случаях одинакова ; # в первом случае больше # во втором случае больше 9.5.21. На входе оптимальных приемников сигналов ДФМ и ДАМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно, соответственно, 5 и 20. Вероятность ошибок * в обоих случаях одинакова ; # в первом случае больше # во втором случае больше 9.5.22. На входе оптимальных приемников сигналов ДАМ и ДЧМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равно, соответственно, 6 и 3. Вероятность ошибок * в обоих случаях одинакова ; # в первом случае больше # во втором случае больше 9.5.23. На входе оптимальных приемников сигналов ДФМ, ДЧМ, ДАМ на согласованных фильтрах отношения энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума равны, соответственно : 1, 2, 4. Вероятность ошибки * одинакова ; # больше для ДФМ; # больше для ДЧМ; # больше для ДАМ 9.5.24. На входе оптимальных приемников сигналов ДАМ, ДЧМ, ДФМ на согласованных фильтрах отношение энергии посылки к спектральной плотности энергии белого шума одинаково. В порядке убывания помехоустойчивости виды модуляции располагаются следующим образом * ДФМ, ДЧМ, ДАМ # ДАМ, ДЧМ, ДФМ; # ДАМ, ДФМ, ДЧМ; # ДФМ, ДАМ, ДЧМ; 9.5.25. Соответствие характеристик сигнала параметрам согласованного фильтра *АЧХ согласованного фильтра * амплитудный спектр сигнала ; Импульсная реакция фильтра * зеркальное отображение сигнала *ФЧХ согласованного фильтра * ФЧХ сигнала с обратным знаком 10.1.1. Источник выдает 4 равновероятных сообщения. Вероятность каждого сообщения равна * 0.25; # 1; # 0.5.; # 0; 10.1.2. Источник выдает 5 равновероятных сообщения. Вероятность каждого сообщения равна * 0.2; # 1; # 0.5.; # 0; 10.1.3. Информация, содержащаяся в процессе X(t) относительно процесса Y(t) , является * взаимной # согласованной # собственной # условной 10.1.4. Информация, содержащаяся в процессе X(t) и относящаяся к нему самому, является * собственной # согласованной # относительной # условной 10.1.5. Информация, которую содержит любой процесс в системе связи, относится ____ * к передаваемому сообщению # к сигналу на передаче # к принятому сообщению # к получателю сообщений 10.1.6. Источник выдает 4 равновероятных сообщения. Энтропия источника равна * 2 бит/сообщение; # 1 бит/сообщение; # 0.5 бит/сообщение; # 4 бит/сообщение ; 10.1.7. С увеличением энтропии источника сообщений количество информации, вырабатываемое источником в единицу времени * увеличивается # не меняется # уменьшается 10.1.8. Дискретный источник вырабатывает М независимых, равновероятных сообщений. Энтропия этого источника равна * log(M); # M; # exp(M); # 0.5M 10.1.9. Единица измерения количества информации * бит # Гц # рад # символ 10.1.10. Источник выдает 3 равновероятных сообщения. Энтропия источника равна * log 3 бит/сообщение; # 1 бит/сообщение; # 3 бит/сообщение; # 2 бит/сообщение ; 10.1.11. Троичный источник выдает сообщения. Даны вероятности р =0.25 ; р =0.5 . Энтропия источника равна * 1.5 бит/сообщение; # 1 бит/сообщение; # 3 бит/сообщение; # log 3 бит/сообщение; 10.1.12. Мера средней неопределенности появления реализации случайного сообщения * энтропия # энергия # дисперсия # математическое ожидание 10.1.13. Энтропия детерминированного сообщения А * 0; # 1; # logA; # AlogA; 10.1.14. Энтропия двоичного источника сообщений с равновероятными исходами * 1; # 1/2; # 0; # 2; 10.1.15. Энтропия дискретного источника с независимыми исходами максимальна для ___________ сообщений * равновероятных # одинаковых # эквивалентных # равнозначных 10.1.16. Энтропия совместного наступления сообщений Аи А распадается на сумму их энтропий, если эти сообщения * независимы # одинаковы # произвольны # равнозначны 10.1.17. В различных сечениях системы электросвязи наблюдаются множества сообщений (A), переданных сигналов (S), принятых сигналов (S*), принятых сообщений (A*). Основное неравенство для количества взаимной информации I(X, Y) в выделенных сечениях * I(A, A)>I(A, S)>I(A, S*)>I(A, A*); # I(A, A)>I(A, S)<I(A, S*)<I(A, A*); # I(A, A)>I(A, S)=I(A, S*)=I(A, A*); # I(A, A)<I(A, S)<I(A, S*)<I(A, A*); 10.1.18. Двоичный источник выдает сообщения. Задана вероятность р =0.5 . Энтропия источника равна * 1 бит/сообщение; # 2 бит/сообщение; # 0.5 бит/сообщение; # 0 бит/сообщение; 10.1.19. Четверичный источник выдает сообщения. Заданы вероятности р =0.5; р р =0.25; . Энтропия источника равна * 1.75 бит/сообщение; # 2 бит/сообщение; # 1 бит/сообщение; # 1.375 бит/сообщение; 10.1.20. Четверичный источник выдает сообщения. Заданы вероятности р =0.5; р р =0.125; . Энтропия источника равна * 1.75 бит/сообщение; # 2 бит/сообщение; # 1 бит/сообщение; # 1.375 бит/сообщение; 10.1.21. Дискретный стационарный источник вырабатывает М неравновероятных независимых сообщений. Энтропия данного источника * ∑ = − M i i i p p 1 log ; # M log ; # M p M i i / log 1 ∑ = ; # M p M i i / 1 ∑ = 10.1.22. Непрерывная случайная величина имеет плотность вероятностей W(x). Дифференциальная энтропия равна * ∫ − dx x W x W ) ( log ) ( ; # ∫ dx x W ) ( log ; # ) ) ( log( dx x W ∫ ; # ) ( log x W 10.1.23. Дифференциальная энтропия гауссовской случайной величины с дисперсией D равна *0.5log(2πeD); # D log ; # D; # D π 2 10.1.24. Дифференциальная энтропия равномерно распределенной в диапазоне [a, b] случайной величины равна * ) log( a b − ; # 1/(b-a); # 0.5(a+b); # (b-a) 10.1.25. Четверичный источник выдает сообщения. Заданы вероятности р =0.25; р р =0.125; . Энтропия источника равна * 1.75 бит/сообщение; # 2 бит/сообщение; # 1 бит/сообщение; # 1.375 бит/сообщение; 10.2.1. При статистическом кодировании более вероятные сообщения представляются ____ кодовыми словами * более короткими # более длинными # равными # произвольными 10.2.2. При эффективном кодировании менее вероятные сообщения представляются ____ кодовыми словами * более длинными # более короткими # равноправными # произвольными 10.2.3. Избыточность кодовой последовательности оптимального эффективного кода * 0; # < 0; # > 0; # < 1; 10.2.4. Способы увеличения энтропии * укрупнение сообщений формирование префиксного кода увеличение m; * предсказание ; формирование префиксного кода увеличение m; # укрупнение сообщений предсказание увеличение n; # предсказание ; формирование префиксного кода увеличение n; 10.2.5. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.14 , р(А2)=0.21 , р(А3)=0.09 , р(А4)=0.56. Кодовые комбинации префиксного кода равны * 1,00,011,010; # 0,00,011,010; #1,00,011,110; # 1,00,111,010; 10.2.6. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.15 , р(А2)=0.23 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.52. Кодовые комбинации префиксного кода равны * 1,00,011,010; # 0,00,011,010; #1,00,011,110; # 1,00,111,010; 10.2.7. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.12 , р(А2)=0.26 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.52. Кодовые комбинации префиксного кода равны * 1,01,001,000; # 0,00,011,010; #1,00,011,110; # 1,00,111,010; 10.2.8. С уменьшением корреляции между сообщениями избыточность источника * уменьшается # увеличивается # не меняется # растет 10.2.9. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.13 , р(А2)=0.22 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.55. Кодовые комбинации префиксного кода равны * 1,00,011,010; # 0,00,011,010; #1,00,011,110; # 1,00,111,010; 10.2.10. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.13 , р(А2)=0.26 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.51. Кодовые комбинации префиксного кода равны * 1,01,001,000; # 0,00,011,010; #1,00,011,110; # 1,00,111,010; 10.2.11. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.14 , р(А2)=0.21 , р(А3)=0.09 , р(А4)=0.56. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,00,011,010. Средняя длина комбинации равна * 1.67; # 1.58; # 2.1; # 1.87; 10.2.12. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.14 , р(А2)=0.21 , р(А3)=0.09 , р(А4)=0.56. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,00,011,010. Вероятность появления 1 и 0 : * 0.557; 0.443; # 0.55; 0.45; # 0.511; 0.489; # 0.254; 0.746; 10.2.13. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.15 , р(А2)=0.23 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.52. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,00,011,010. Средняя длина комбинации равна * 1.73; # 1.67; # 2.01 # 1.55; 10.2.14. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.15 , р(А2)=0.23 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.52. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,00,011,010. Вероятность появления 1 и 0 : * 0.532; 0.468; # 0.550; 0.450; # 0.511; 0.489; # 0.254; 0.746; 10.2.15. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.12 , р(А2)=0.26 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.52. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,01,001,000. Средняя длина комбинации равна * 1.7; # 1.67; # 1.73 # 1.55; 10.2.16. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.12 , р(А2)=0.26 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.52. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,01,001,000. Вероятность появления 1 и 0 : * 0.529; 0.471; # 0.532; 0.468; # 0.511; 0.489; #0.550; 0.450; 10.2.17. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.13 , р(А2)=0.22 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.55. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1,00,011,010; Средняя длина комбинации равна * 1.68; # 1.67; # 1.73 # 1.7; 10.2.18. Источник выдает 4 сообщения с вероятностями р(А1)=0.13 , р(А2)=0.22 , р(А3)=0.1 , р(А4)=0.55. Соответствующие вероятностям комбинации префиксного кода равны 1, 00, 011, 010; Вероятность появления 1 и 0 : * 0.542; 0.458; # 0.529; 0.471; # 0.511; 0.489; #0.550; 0.450; 10.2.19. У дешифруемых префиксных кодов ни одно кодовое слово не является ____ для другого кодового слова * началом # частью # основанием # концом 10.2.20. Три основных метода увеличения энтропии в кодере источника * укрупнение алфавита * равновероятное распределение символов * увеличение основания кода. 10.3.1. Пропускная способность канала с шумом - это максимальная скорость передачи информации при ______________ вероятности ошибки. * сколь угодно малой # сколь угодно большой # средней # нулевой 10.3.2. При кодировании в канале с шумом для уменьшения ошибок декодирования расстояние между кодовыми словами следует * увеличить # уменьшить # зафиксировать # выбрать случайно. 10.3.3. Пропускная способность канала с шумом - это * максимальная скорость передачи информации # минимальная скорость передачи информации # средняя скорость передачи информации # максимальная энтропия источника 10.3.4. Взаимная информация определяется через ____________ безусловной и условной энтропий. * разность # сумму # произведение # деление. 10.3.5. Повышение помехоустойчивости кодирования в канале с шумом достигается введением дополнительной ________ . * избыточности # неопределенности # равнозначности # производительности. 10.3.6. Заданы производительность Н * =Н/Т источника и пропускная способность С канала. При НС существует такой код, для которого сообщения источника могут быть переданы по каналу с ________ вероятностью ошибок. * произвольно малой # нулевой # сколь угодно большой 10.3.7. По каналу связи с полосой пропускания F и отношением Р с / Р ш можно передавать информацию при р ош →0 со скоростью сколь угодно близкой к : * С+ Р с / Р ш ); # С Р с / Р ш ); # С+ Р с / Р ш );; # С+ Р с / Р ш );. 10.3.8. . Пропускная способность канала связи с полосой пропускания F=1 кГц и отношением Р с / Р ш =7 равна * 3000 бит/с; # 1000 бит/с ; # 8000 бит/с ; # 7000 бит/с ; 10.3.9. Пропускная способность канала связи с полосой пропускания F=1 кГц и отношением Р с / Р ш =15 равна * 4000 бит/с; # 1000 бит/с ; # 15000 бит/с ; # 16000 бит/с ; 10.3.10. Пропускная способность канала связи с полосой пропускания F=2 кГц и отношением Р с / Р ш =3 равна * 4000 бит/с; # 1000 бит/с ; # 2000 бит/с ; # 6000 бит/с ; 10.3.11. Пропускная способность канала связи с полосой пропускания F=2 кГц и отношением Р с / Р ш =31 равна * 10000 бит/с; # 31000 бит/с ; # 32000 бит/с ; # 62000 бит/с ; 10.3.12. Пропускная способность канала связи с полосой пропускания F=3 кГц и отношением Р с / Р ш =7 равна * 9000 бит/с; # 3000 бит/с ; # 21000 бит/с ; # 24000 бит/с ; 10.3.13. Количество взаимной информации, передаваемой по каналу связи равно нулю, если сигналы на входе и выходе канала связи _______ . * независимы # неоднозначны # неинформативны; # зависимы 10.3.14. Фамилия ученого, который впервые ввел меру взаимной информации и сформулировал основную теорему для каналов с шумами * Шеннон; # Котельников; # Винер; # Хинчин; 10.3.15. Заданы производительность Н * =Н/Т источника и пропускная способность С канала. При НС существует такой код, для которого сообщения источника могут быть переданы по каналу с ________ вероятностью ошибок. * произвольно малой # нулевой # сколь угодно большой 11.1.1. Помехоустойчивое кодирование используется для того, чтобы * повысить помехоустойчивость системы связи * исправлять ошибки # уменьшить помехоустойчивость системы связи # увеличить вероятность ошибки 11.1.2. Запрещенные кодовые комбинации – это комбинации * неиспользуемые для передачи информации # используемые для передачи информации # содержащие одни 0; # содержащие одни 1; 11.1.3. Разрешенные кодовые комбинации – это комбинации * используемые для передачи информации # неиспользуемые для передачи информации # содержащие одни 0; # содержащие одни 1; 11.1.4. Кодовое расстояние - это количество позиций, в которых * одна кодовая комбинация отличается от другой # совпадают кодовые комбинации # содержится 1; # содержится 0; 11.1.5. Основание кода - это : * количество различных символов, образующих кодовые комбинации # количество единиц в комбинации ; # количество нулей в комбинации # количество символов в комбинации 11.1.6. Длина кодовой комбинации – это : * общее количество символов в кодовой комбинации ; # количество единиц в комбинации ; # количество нулей в комбинации # количество различных символов, образующих кодовые комбинации 11.1.7. Общее количество комбинаций при основании кода m и длине комбинации n равно * m n ; # mn ; # n m ; # m/n ; 11.1.8. Код содержит комбинации вида 000, 101, 111, 001, и т.д. Основание кода и длина кодовой комбинации равны, соответственно * 2, 3; # 3,2 ; # 3,3; # 2,2; 11.1.9. Основание кода и длина кодовой комбинации равны 2. Комбинации кода ( в порядке возрастания десятичного эквивалента двоичных чисел * 00; 01; 10; 11; # 00; 10; 01;11; # 00; 01; 11; 10; # 01; 00;10; 11; 11.1.10. Соответствие основания кода и длины комбинации (справа) кодовым комбинациям (слева * -10, 01, 11, -1-1, …..; * 3, 2; * 001, 110, 010, 111, …..; * 2,3; * 1, 0, -1, -2 ; *4, 1; # 1,4; # 2,2; 11.1.11. Код содержит комбинации вида 000, -101, -1-11, 001, 0-10 и т.д. Основание кода и длина кодовой комбинации равны, соответственно * 3, 3; # 3,2; # 2, 3; # 2,2; 11.1.12. Код содержит комбинации вида 0000, 0101, 1111, 0001, и т.д. Общее число комбинаций равно *16 ; # 8; # 9; # 12; 11.1.13. Код содержит комбинации вида 000, 101, 111, 001, и т.д. Общее число комбинаций равно * 8; # 9; # 4; # 16; 11.1.14. Соответствие общего числа комбинаций кода (справа) основанию кода и длине кодовой комбинации (слева * 2, 2; * 4; * 3, 4; * 81; * 4, 2; * 16; * 2, 5; *32; # 64 ; # 25 ; 11.1.15. Кодовое расстояние между кодовыми комбинациями 101 и 011 равно * 2; # 4; # 3; # 1; 11.1.16. Кодовое расстояние между кодовыми комбинациями 1101 и 0110 равно : * 3; # 4; # 2; # 1; 11.1.17. Соответствие кодового расстояния (справа) кодовым комбинациям (слева * 0011 и 0101; * 2; * 100101 и 010100; * 3; * 0011 и 1100; * 4; * 001001 и 001001; * 0; # 1; # 5; 11.1.18. Определяется кодовое расстояние между комбинацией 101010 и кодовыми комбинациями 000000, 111111, 010101 , 000111. Порядок следования кодовых расстояний * 3; * 3; * 6; * 4; 11.1.19. Разрешенные кодовые комбинации 000, 011, 101, 110. Минимальное кодовое расстояние этого кода равно * 2; # 3; # 0; # 1; 11.1.20. Разрешенные кодовые комбинации 111, 011, 101, 000. Минимальное кодовое расстояние этого кода равно * 1; # 3; # 2; # 0; 11.2.1. Для блочного двоичного кода (5,3) количество информационных символов равно * 3 ; # 2; # 5; # 8; 11.2.2. Для блочного двоичного кода (5,3) количество проверочных символов равно * 2 ; # 3; # 5; # 8; 11.2.3. Передаются последовательно десятичные числа от 0 до 7. Порядок следования двоичных эквивалентов этих чисел * 000 ; * 001 ; * 010 ; * 011 ; *100 ; * 101 ; * 110 ; * 111 ; 11.2.4. Проверочные символы корректирующего кода (5,3) образуются по правилу а 4 =а 1 ⊕а 2 ; а 5 =а 1 ⊕а 2 ⊕а 3 . Информационная кодовая комбинация 111. Символы аи а 5 равны, соответственно * 0, 1 ; # 1, 0; # 1, 1; # 0, 0; 11.2.5. Проверочные символы корректирующего кода (5,3) образуются по правилу а 4 =а 1 ⊕а 3 ; а 5 =а 1 ⊕а 2 . Информационная кодовая комбинация 101. Символы аи а равны, соответственно * 0 ; 1 ; # 1, 0; # 1, 1; # 0, 0; 11.2.6. Проверочные символы корректирующего кода (5,3) образуются по правилу а 4 =а 1 ⊕а 2 ; а 5 =а 1 ⊕а 2 ⊕а 3 . Соответствие проверочных символов (справа) информационной комбинации (слева * 000 ; * 00; * 010 ; * 11; * 101 ; * 10; # 01; 11.2.7. Проверочные символы корректирующего кода (5,3) образуются по правилу а 4 =а 1 ⊕а 3 ; а 5 =а 1 ⊕а 2 ⊕а 3 . Разрешенными кодовыми комбинациями этого кода являются комбинации * 00000 ; * 11010 ; * 01110 ; # 01011 ; # 01111; 11.2.8. Проверочный символ корректирующего кода (3,2) образуются по правилу а 3 =а 1 ⊕а 2 . Разрешенные кодовые комбинации этого кода * 000 ; * 011; * 101; # 001; # 111; 11.2.9. Блочный двоичный код (7,4) имеет минимальное кодовое расстояние равное 3. Этот код * исправляет все одиночные ошибки # исправляет все двойные ошибки # обнаруживает одиночные ошибки # исправляет три ошибки 11.2.10. Блочный двоичный код (5,3) имеет минимальное кодовое расстояние равное 2. Этот код * обнаруживает одиночные ошибки # исправляет двойные ошибки # исправляет одиночные ошибки # исправляет две ошибки 11.2.11. Синдром - это : * указатель позиции, в которой произошла ошибка # проверочные символы ; # информационные символы # неверно принятые символы 11.2.12. Синдром кода : не зависит от переданной комбинации зависит от переданной комбинации не зависит от позиции в которой произошла ошибка # зависит от номера переданной комбинации 11.2.13. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с 2 =а 2 ⊕а 3 ⊕а 5 , с 3 =а 1 ⊕а 3 ⊕а 6 , с 4 =а 1 ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 1111001. Синдром равен * 0001 ; # 1000; # 1001; # 1100; # 1010; 11.2.14. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с 2 =а 2 ⊕а 3 ⊕а 5 , с 3 =а 1 ⊕а 3 ⊕а 6 , с а ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 1111010. Синдром равен * 0010 ; # 1000; # 1001; # 1100; # 1010; 11.2.15. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с 2 =а 2 ⊕а 3 ⊕а 5 , с 3 =а 1 ⊕а 3 ⊕а 6 , с 4 =а 1 ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 1000000. Синдром равен * 1011 ; # 1000; # 1001; # 1100; # 1010; 11.2.16. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с 2 =а 2 ⊕а 3 ⊕а 5 , с 3 =а 1 ⊕а 3 ⊕а 6 , с 4 =а 1 ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 0100000. Синдром равен * 1101 ; # 1000; # 1001; # 1100; # 1010; 11.2.17. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с а ⊕а 3 ⊕а 5 , с а ⊕а 3 ⊕а 6 , с а ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 1111000. Синдром равен * 0000 ; # 1000; # 0001; # 0100; # 1010; 11.2.18. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с а ⊕а 3 ⊕а 5 , с а ⊕а 3 ⊕а 6 , с а ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 1111010. Была передана комбинация * 1111000 ; # 1111010 ; # 1110010 ; # 1101010 ; 11.2.19. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с а ⊕а 3 ⊕а 5 , с а ⊕а 3 ⊕а 6 , с а ⊕а 2 ⊕а 7 . Принята комбинация 0000100. Была передана комбинация * 0000000 ; # 0000100 ; # 0000010 ; # 0000001 ; 11.2.20. Синдром кода (7,3) образуется по правилу с 1 =а 1 а ⊕а 3 ⊕а 4 , с а ⊕а 3 ⊕а 5 , с а ⊕а 3 ⊕а 6 , с а ⊕а 2 ⊕а 7 Принята комбинация 0000010. Была передана комбинация * 0000000 ; # 0000010 ; # 0000001 ; # 1000000 ; 11.3.1. Кодовые комбинации циклического кода образуются путем : * циклической перестановки символов # случайной перестановки символов # добавления символов # отбрасывания символов 11.3.2. Одна из комбинаций циклического кода 1001. Остальные комбинации этого кода * 0011, 0110, 1100; # 0111, 0110, 1100; # 0011, 0110, 1101; # 0011, 0101, 1100; 11.3.3. Полином, соответствующий двоичной кодовой комбинации 101, имеет вид * z 2 +1; # z+1; # z 2 +z+1; # 1; 11.3.4. Полином, соответствующий двоичной кодовой комбинации 0011, имеет вид * z+1; # z 2 +1; # z 2 +z+1; # 1; 11.3.5. Комбинации кода передаются в следующем порядке 011, 101, 110. Порядок следования полиномов, соответствующих этим двоичным кодовым комбинациям * z+1; * z 2 +1 ; * z 2 +z; 11.3.6. Соответствие полинома двоичной кодовой комбинации * 1001 ; * z 3 +1; *0001; * 1 ; *1110; * z 3 +z 2 + z; * 0101 ; * z 2 +1; # z 3 ; # z +1; 11.3.7. Двоичная кодовая комбинация, соответствующая полиному z 2 +1: * 101; # 110; # 000; # 001; 11.3.8. Двоичная кодовая комбинация, соответствующая полиному z 3 +z+1: * 1011; # 1100; # 0011; # 1001; # 1101; 11.3.9. Соответствие двоичной кодовой комбинации полиному * z 3 +1; * 1001 ; * 1 ; *0001; * z 3 +z 2 + 1; *1101; * z 2 +z; * 0110 ; # z 3 ; # z +1; 11.3.10. Полиномы, соответствующие двоичным кодовым комбинациям, передаются в следующем порядке z 2 +z+1; z +1 ; z 2 +z; 1. Порядок следования двоичных кодовых комбинаций, соответствующих этим полиномам *111; *011; * 110, * 001; 11.3.11. Информационная комбинация циклического кода 1001. Образующий полином (z 3 +z 2 +1). Комбинация циклического кода (7,4), формируемая путем перемножения , равна * 1100101; # 1001001; # 1101000; # 1001111; 11.3.12. Информационная комбинация циклического кода 1100. Образующий полином (z 3 +z 2 +1). Комбинация циклического кода (7,4), формируемая путем перемножения , равна * 1011100; # 1011001; # 1011111; # 1101100; 11.3.13. Информационная комбинация циклического кода 1010. Образующий полином (z 3 +z 2 +1). Комбинация циклического кода (7,4), формируемая путем перемножения , равна * 1110010; # 1110110; # 1010010; # 0110010; 11.3.14. Принята комбинация 1110011 циклического кода (7,4). Образующий полином (z 3 +z 2 +1). Синдром принятой комбинация циклического кода равен * 001; # 111; # 010; # 100; 11.3.15. Принята комбинация 1001010 циклического кода (7,4). Образующий полином (z 3 +z 2 +1). Синдром принятой комбинация циклического кода равен : * 001; # 111; # 010; # 100; 11.3.16. Принята комбинация 0001011 циклического кода (7,4). Образующий полином (z 3 +z 2 +1). Синдром принятой комбинация циклического кода равен : * 110; # 111; # 010; # 100; # 001; 11.3.17. Принята комбинация 1001010 циклического кода (7,4). Синдром принятой комбинации 001. Была передана комбинация : * 1001011; # 1001101; # 1001001; # 0001011; # 1001100; 11.3.18. Принята комбинация 1001001 циклического кода (7,4). Синдром принятой комбинации 010 . Была передана комбинация : * 1001011; # 1001101; # 1001001; # 0001011; # 1001100; 11.3.19. Принята комбинация 1100111 циклического кода (7,4). Синдром принятой комбинации 010. Была передана комбинация : * 1100101; # 1001101; # 1001001; # 1100011; # 11001110; 11.3.20. Приняты комбинации циклического кода (7,4): 1001010; 0010110; 0101111. Синдром принятых комбинаций 001. Порядок следования комбинаций с исправленной ошибкой * 1001011 ; * 0010111; * 0101110 ; 11.4.1. Минимальное кодовое расстояние, необходимое для обнаружения двойных ошибок в комбинации равно * 3; # 1 ; # 2 ; # 0 ; 11.4.2. Соответствие минимального кодового расстояния (справа) разрешенным кодовым комбинациям этого кода (слева * 00, 01, 10; * 1; * 000, 101, 110; * 2; * 10010, 00001, 11101; *3; # 4; #0; 11.4.3. Минимальное кодовое расстояние, необходимое для обнаружения одиночных ошибок в комбинации равно * 2; # 1 ; # 3 ; # 0 ; 11.4.4. Минимальное кодовое расстояние, необходимое для исправления одиночных ошибок в комбинации равно * 3; # 2 ; # 1 ; # 0 ; 11.4.5. Минимальное кодовое расстояние, необходимое для обнаружения двойных ошибок в комбинации равно : * 3; # 2 ; # 1 ; # 0 ; 11.4.6. Минимальное кодовое расстояние, необходимое для исправления двойных ошибок в комбинации равно * 5; # 2 ; # 3 ; # 4 ; 11.4.7. Соответствие минимального кодового расстояния (справа) количеству исправляемых ошибок в комбинации (слева * 3; *7; * 1; *3; * 5; *11; * 10; *21; # 9; # 22; # 2; 11.4.8. Код с основанием 2 и длиной кодовой комбинации 3 позволяет исправлять одиночные ошибки. Разрешенные комбинации этого кода * 000 ; 111; # 011; 010; # 000; 110; # 111; 11.4.9. Код с основанием 2 и длиной кодовой комбинации 3 позволяет обнаруживать одиночные ошибки. Разрешенные комбинации этого кода * 000, 101, 110 011; # 000; 010; 110; 111; # 011; 010; 000; 110; 11.4.10. Код имеет основание 2 и длину кодовой комбинации 3. Введите все комбинации этого кода в порядке возрастания десятичного эквивалента двоичных чисел * 000 ; *001; *010; *011; * 100; *101 ; * 110 ; * 111; 11.4.11. Код, имеющий комбинации 000, 101, 011, 110 позволяет обнаруживать одиночные ошибки. Во сколько раз он проигрывает по скорости передачи безизбыточному коду * 1.5 ; # 2 ; # 3 ; # 2.5 ; 11.4.12. Код, имеющий комбинации 000, 111, позволяет исправлять одиночные ошибки. Во сколько раз он проигрывает по скорости передачи безизбыточному коду * 3 ; # 1.5 ; # 2 ; # 2.5 ; 11.4.13. Для реализации проверки на четность к комбинации 1010100 необходимо добавить * 1 ; # 0; # 00; # 11; 11.4.14. Для реализации проверки на четность к комбинации 11010100 необходимо добавить * 0 ; # 1 ; # 01; # 10; # 11; 11.4.15. Соответствие корректирующего символа (справа) кодовой комбинации (слева) для реализации проверки на четность * 00011; * 0 ; * 100011; * 1 ; * 00000; * 0 ; * 111111; * 0 ; * 100011; * 1 ; 11.4.16. Код с проверкой на четность. Одиночная ошибка делает количество 1 в кодовой комбинации ________ и, таким образом, обнаруживается. * нечетным ; # четным # равным 0; # равным количеству 0; 11.4.17. Используя код с проверкой на четность, мы получим минимальное кодовое расстояние для такого кода, равное * 2 ; # 0; # 1; # 3; 11.4.18. Разрешенные кодовые комбинации кода 000 и 111. Принята кодовая комбинация 010. Наиболее вероятно, что была передана комбинация * 000; # 010; # 101; # 111; 11.4.19. Разрешенные кодовые комбинации кода 000 и 111. Принята кодовая комбинация 110. Наиболее вероятно, что была передана комбинация : * 111; # 110; # 000; # 001; 11.4.20. Разрешенные кодовые комбинации кода 000 и 111. Соответствие наиболее вероятных переданных комбинаций (справа) принятым кодовым комбинациям (слева * 101 ; * 111; * 001 ; * 000; * 110 ; * 111; * 100 ; * 000; 11.4.21. Разрешенные кодовые комбинации кода 000 и 111. Принята кодовая комбинация 110. Наиболее вероятно, что была передана комбинация 111, т.к. кодовые расстояния принятой комбинации от комбинаций 111 и 000 равны, соответственно * 1 ; 2 ; # 1; 1; # 2; 1; # 0; 1; 12.1.1. Каналы в многоканальных системах связи разделяются за счет того, что они * ортогональны # противоположны # коррелированы; # зависимы 12.1.2. Способы разделения каналов в многоканальных системах связи * частотное, временное, фазовое, кодовое (по форме # амплитудное, частотное, фазовое, по форме # импульсно-кодовое, временное, фазовое, кодовое (по форме # частотное, временное, фазовое 12.1.3. При частотном разделении каналов отдельные каналы передаются * одновременно, нов разных полосах частот # водной и той же полосе частотно в разные интервалы времени ; # водной и той же полосе частотно с разными начальными фазами # одновременно, водной и той же полосе частот ; 12.1.4. При временном разделении каналов отдельные каналы передаются * водной и той же полосе частотно в разные интервалы времени # одновременно, нов разных полосах частот # водной и той же полосе частотно с разными начальными фазами # водной и той же полосе частот, одновременно ; 12.1.5. При фазовом разделении каналов отдельные каналы передаются * водной и той же полосе частот, одновременно, нос разными начальными фазами # водной и той же полосе частотно в разные интервалы времени ; # одновременно, нов разных полосах частот # водной и той же полосе частот, одновременно, нос разными амплитудами ; 12.1.6. Полоса частот одного канала в системе связи с частотным разделением 3.4 кГц. Защитные промежутки по частоте между каналами 0.6 кГц. Максимальное число каналов в полосе частот 101 кГц равно * 25; # 24 ; # 26; # 29; 12.1.7. Полоса частот одного канала в системе связи с частотным разделением 3.4 кГц. Защитные промежутки по частоте 0.6 кГц. Максимальное число каналов в полосе частот 201 кГц равно * 50; # 49 ; # 51; # 59; 12.1.8. Интервал дискретизации для сигнала в каждом канале при ВРК 2 мс. Длительность сигнальных импульсов в системе связи с временным разделением 0.1 мс, период следования 0.2 мс. Максимальное число каналов равно : * 10; # 20 ; # 2; # 21; 12.1.9. Интервал дискретизации для сигнала в каждом канале 4 мс. Длительность сигнальных импульсов в системе связи с ВРК 0.2 мс, скважность 2. Максимальное число каналов равно * 10; # 20 ; # 2; # 11; 12.1.10. Количество ортогональных несущих в системе связи с фазовым разделением каналов равно * 2; # 1 ; # 4; # 10; 12.1.11. В системе связи с фазовым разделением каналов первый канал передается на несущей частоте sinw 0 t. Второй канал передается на несущей * cosw 0 t; # sinw 0 t ; # sin(w 0 t+180 0 ) ; # - sin(w 0 t+180 0 ); 12.1.12. Каналы в многоканальной системе связи с частотным разделением каналов разделяются * полосовыми фильтрами # коммутаторами ; # усилителями # ограничителями ; 12.1.13. Каналы в многоканальной системе связи с временным разделением каналов разделяются * коммутаторами ; # полосовыми фильтрами # усилителями # согласованными фильтрами 12.1.14. Каналы в многоканальной системе связи с фазовым разделением каналов разделяются * синхронными демодуляторами # коммутаторами ; # усилителями # полосовыми фильтрами 12.1.15. Каналы в многоканальной системе связи с разделением сигналов по форме разделяются * согласованными фильтрами # коммутаторами ; # усилителями # полосовыми фильтрами 12.1.16. Причины межканальных помех при ЧРК: * спектры сигналов бесконечны ПФ – неидеальны коммутаторы – неидеальны полоса частот системы связи – ограничена # синхронные демодуляторы – неидеальны разность фаз несущих неравна точно 90 0 ; # взаимно-корреляционные функции сигналов неравны. Причины межканальных помех при ВРК: * коммутаторы – неидеальны полоса частот системы связи – ограничена # спектры сигналов бесконечны ПФ – неидеальны синхронные демодуляторы – неидеальны разность фаз несущих неравна точно 90 0 ; # взаимно-корреляционные функции сигналов неравны. Причины межканальных помех при ФРК: * синхронные демодуляторы – неидеальны разность фаз несущих неравна точно 90 0 ; # спектры сигналов бесконечны ПФ – неидеальны коммутаторы – неидеальны полоса частот системы связи – ограничена # взаимно-корреляционные функции сигналов неравны. Причины межканальных помех при КРК: * взаимно-корреляционные функции сигналов неравны спектры сигналов бесконечны ПФ – неидеальны коммутаторы – неидеальны полоса частот системы связи – ограничена # синхронные демодуляторы – неидеальны разность фаз несущих неравна точно 90 0 ; 12.1.20. Соответствие устройств, осуществляющих разделение каналов, виду разделения * ЧРК ; * полосовые фильтры * ВРК ; * коммутаторы * ФРК ; * синхронные демодуляторы ; * КРК ; * согласованные фильтры 12.1.21. Соответствие устройств, осуществляющих разделение каналов, виду разделения * частотное разделение каналов ; * полосовые фильтры * временное разделение каналов ; * коммутаторы * фазовое разделение каналов ; * синхронные демодуляторы ; * кодовое разделение каналов ; * согласованные фильтры 12.1.22. Соответствие вида разделения каналов устройству, осуществляющего разделение каналов * полосовые фильтры * частотное разделение каналов ; * коммутаторы * временное разделение каналов ; * синхронные демодуляторы ; * фазовое разделение каналов ; * согласованные фильтры * кодовое разделение каналов ; Задания на установление правильной последовательности |