гвв. 1 Классификация и физический механизм работы вч и свч генераторов

• Название: 1 Классификация и физический механизм работы вч и свч генераторов
• Дата: 18.04.2023
• Размер: 5.65 Mb.
• Имя файла: гвв.docx
• Тип: Документы; #1070900
• страница: 38 из 40

Фазовая манипуляция

Фазовая манипуляция (ФТ, Phase Shift Keying- PSK), как и частотная является манипуляцией с «активной паузой», т.е. амплитуда колебаний остаётся неизменной независимо от того, какой символ передаётся в данный момент. Поэтому, как и частотная манипуляция, ФТ отличается высокой помехоустойчивостью. При ФТ в момент перехода от 0 к 1, или наоборот, фаза несущего колебания изменяется на 180⁰ . Этот процесс иллюстрируется рисунком 11.10.

 



Рисунок 11.10 Фазовая манипуляция

 

Спектр ФТ можно оценить подобно тому, как это было сделано для ЧТ, т.е. представить сигнал с фазовой манипуляцией в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией, несущие которых сдвинуты по фазе на 180⁰. Поэтому в случае периодической последовательности 0 и 1 в спектре ФТ несущая отсутствует. Для реальных цифровых сигналов, спектр боковых полос при ФТ подобен спектру АТ, а несущая частота имеет переменную величину, зависящую от соотношения частот появления нулей и единиц. Описанная операция и спектры представлены на рисунке 11.11.



 

Рисунок 11.11 – Спектр фазовой манипуляции

 

Таким образом, фазовая манипуляция имеет очевидное преимущество перед ЧТ по полосе занимаемых частот и превосходит АТ в помехоустойчивости.

В качестве простейшего фазового манипулятора может быть использовано устройство аналогичное балансному модулятору, в котором коммутация диодного моста осуществляется «биполярным» цифровым сигналом[1], т.е. амплитуда биполярного цифрового сигнала должна значительно превышать амплитуду колебаний несущей частоты (uΩ>>uω). Один из возможных вариантов фазового манипулятора представлен на рисунке 11.12.



Рисунок 11.12 – Фазовый манипулятор

 

При ФТ целесообразно синхронизировать битовую частоту с частотой несущего колебания так, чтобы изменение фазы происходило при нулевом значении напряжения несущей. В этом случае обеспечивается минимальный уровень побочного излучения на гармониках несущей частоты (см. рис.11.12).

В 1946 году В.А.Котельников в своей диссертации строго доказал, что ФТ является наилучшим способом передачи цифровой информации, т.к. при этом достигается предельная потенциальная помехоустойчивость, которая не может быть превзойдена ни какими другими способами передачи.

Тем не менее, внедрение ФТ в практику телекоммуникаций ещё долго оставалось проблематичным, вследствие явления «обратной работы», которое заключается в том, что случайное изменение фазы, вследствие воздействия помехи, превращает 1 в 0, а 0 в 1. Следующая помеха может вернуть нормальный режим приёма, и т.д. В результате достоверная передача информации становилась практически невозможной. Все попытки усовершенствовать ФТ приводили к серьёзному усложнению аппаратуры и не обеспечивали преимущества ФТ перед ЧТ.

В настоящее время вместо ФТ используют относительную фазовую манипуляцию (ОФТ, Differential Phase Shift Keying- DPSK ), предложенную Н.Т.Петровичем [20]. При ОФТ скачок фазы происходит только в случае появления 0 (или только в случае появления 1). Поэтому обратная работа уже не имеет значения, поскольку изменение фазы теперь всегда соответствует только 0 (или только 1). Таким образом, сигнал ОФТ несёт в себе информацию необходимую для его детектирования. Формирование сигнала ОФТ иллюстрируется рисунком 11.13.



Рисунок 11.13 – Формирование сигналов ФТ и ОФТ

 

На рисунках 11.13а,б представлено образование сигнала ФТ, а на рисунке 11.13в – сигнала ОФТ. Специального фазового манипулятора для ОФТ не требуется, достаточно перекодировать исходный цифровой сигнал в соответствии с рисунком 11.13г.

При оптимальном приёме сигнала ОФТ удаётся практически полностью реализовать предельную помехоустойчивость передачи цифровых сигналов. На рисунке 11.14 представлена сравнительная характеристика помехоустойчивости различных видов манипуляции. Здесь по горизонтальной оси отложено отношение сигнал/шум (N), а по вертикальной – вероятность ошибки в приёмнике Р(N) .



Рисунок 11.14 – Вероятность ошибки при различных видах

манипуляции для заданного отнощения сигнал/шум

 

По аналогии с ДЧТ, при фазовой манипуляции также возможна двухканальная работа. В этом случае, аналогично таблице 11.1, ситуация в каналах кодируется соответствующим фазовым сдвигом (см. табл. 11.2).

Таблица 11.2

Канал 1	Канал 2	Фаза (φ)
		00
		900
		1800
		2700

 

 

 

По этому алгоритму может осуществляться и трёх и четырёх-канальная ФТ, или ОФТ. При числе каналов N=3, вектор несущего колебания будет занимать 8 позиций (уровней); при N=4 – 16 позиций и т.д. В общем случае N – канальная ФТ потребует М=2^N позиций. Соответствующий вид фазовой манипуляции обозначают как ФТ- М или ОФТ-М (например, ОФТ-4, или ОФТ-8). Обозначение одноканальной фазовой манипуляции может иметь обозначение ОФТ- 2 .

В современных телекоммуникационных системах М – позиционная ОФТ используется для снижения частоты манипуляции при одноканальной работе. Рассмотрим эту возможность на примере ФТ -4 (предполагается, что для перехода на ОФТ перекодируется исходный цифровой сигнал). Структурная схема манипулятора в этом случае представлена на рисунке 11.15.

На этом рисунке приняты следующие обозначения: ЭКУ - электронный коммутатор – удлинитель; КФ – кодер фазы; ФМ – перемножитель (фазовый манипулятор); Σ – сумматор.



Рисунок 11.15 – Структурная схема манипулятора 4-ФТ

 

Принцип действия манипулятора иллюстрируется рисунком 11.16.

В электронном коммутаторе исходный цифровой сигнал bn разделяется на два потока чётных b(2n) и нечётных b(2n-1) битов, и каждый бит удлинняется во времени в два раза. В блоке кодера фазы формируются ортогональные сигналы I и Q, которые определяют координаты вектора несущей согласно таблице 11.2



Рисунок 11.16 – Формирование сигнала 4-ФТ(QPSK)

Далее используется схема аналогичная фазо-разностному методу формирования однополосного сигнала.

S(t) = Q·cosωt - I·sinωt = S·cos(ωt + φ)

где

;

На практике число позиций М ≤ 8, т.к. при больших значениях «М» ФТ и ОФТ существенно проигрывают более совершенным методам квадратурной амплитудно-фазовой манипуляции (КАМ).

К числу недостатков ФТ-4 (ОФТ-4, Differential Quadrature Phase Shift Keying -DQPSK) следует отнести наличие скачка фазы на 180⁰ при переходе от ситуации 0/0 к 1/1 или от 1/1 к 0/0. Такие скачки фазы, при прохождении сигнала через узкополосные тракты, вызывают паразитную амплитудную модуляцию, что приводит к снижению помехоустойчивости.

Устранить такие скачки фазы удаётся при 4-х позиционной относительной фазовой манипуляции с дополнительным фазовым сдвигом π/4 (π/4DQPSK). Структурная схема манипулятора в этом случае не отличается от рис. 11.15, однако кодер фазы в этом случае работает иначе. Результат его работы представлен на рисунке 11.17 и соответствует алгоритму представленному в таблице 11.3

 

Таблица 11.3

b(2n-1)	b(2n)	Δφ
		π/4
		3π/4
		-3π/4
		-π/4

 

 

В отличие от ФТ – 4 при манипуляции π/4DQPSK отсчёт фазы Δφ ведётся не от фиксированной позиции 0/0, а от предшествующей позиции, как показано на векторной диаграмме. Эта диаграмма фактически состоит из двух диаграмм ОФТ – 4 сдвинутых по фазе на 45⁰ (отсюда название «со сдвигом π/4»).



Рисунок 11.17 – Формирование сигнала π/4DQPSK

Минимальный фазовый сдвиг при π/4DQPSK в 2 раза меньше, чем в случае 4-ФТ. Однако это не сказывается на помехоустойчивости, т.к. каждый следующий скачёк фазы происходит с переходом на другую, сдвинутую на 45⁰, диаграмму векторов. При оптимальном приёме это обстоятельство учитывается автоматически и не вызывает снижения помехоустойчивости. Вместе с тем, изменение фазы на 180⁰ в этом случае полностью исключается. На выходе манипулятора π/4DQPSK сигнал принимает вид

S(t) = Q·cosωt - I·sinωt = S·cos(ωt + φк-1+Δφ)

Здесь φк-1 - значение фазы предшествующее приращению Δφ.

Ещё один метод, получивший название квадратурной относительной фазовой манипуляции со смещением (4-ФТс), также позволяет исключить скачки фазы от 0 на 180⁰ (или от 180⁰ на 0⁰). По международной терминологии этот вид манипуляции называется Offset Quadrature Phase Shift Key (OQPSK). Отличие OQPSK от ФТ-4 состоит в том, что ортогональные сигналы Q и I не кодируются в соответствии с сочетанием чётных и нечётных битов, а полностью им соответствуют в биполярной форме (см . рис.11.18).



Рисунок 11.18 – Квадратурная фазовая манипуляция со смещением

 

Таким образом, фазовая манипуляция на рисунке 11.15 осуществляется только нечётными (Q), или только чётными (I ) битами в биполярной форме. Поскольку в каждом тракте после ЭКУ битовая частота снижается в два раза, а сигналы в них взаимно независимы (ортогональны), полоса частот, занимаемая выходным сигналом, после сумматора останется такой же, как при ФТ-4. Звезда векторов при такой манипуляции не принимает значений 0 и 180⁰, поэтому глубоких провалов в сигнале OQPSK не бывает. Эта особенность поясняется рисунком 11.19, где представлены переходы фазы с приращением в 180⁰ при QPSK и OQPSK.



Рисунок 11.19 – Скачки фазы при QPSK и OQPSK c приращением 180⁰

 

Квадратурная амплитудная манипуляция является дальнейшим развитием многопозиционной манипуляции. Сокращённое обозначение КАМ-М, или QAM-M (Quadrature Amplitude Modullation), где М - число позиций «звезды» векторов, определяющей этот вид манипуляции.

Рассмотрим принцип формирования квадратурной амплитудной манипуляции на примере КАМ-16. Структурная схема манипулятора представлена на рисунке 11.20



Рисунок 11.20 – Манипулятор КАМ-16

 

Здесь как и ранее ЭКУ – электронный коммутатор удлинитель; ФК -формирователь кода I, Q; БМ – балансный модулятор; Σ –сумматор.

Электронный коммутатор распределяет исходный цифровой поток bi на 4 потока mi1…mi4 и удлиняет каждый бит в 4 раза. Формирователь кода генерирует ортогональные сигналы I и Q, которые затем перемножаются на квадратурные несущие. В результате сложения модулированных колебаний на выходе получается сигнал S(t)=A(t)sin[ωt+φ(t)], где

А(t)= ;

Алгоритм работы формирователя кода (ФК) представлен в таблице 11.4

 

Таблица 11.4



 

 

В качестве примера на рисунке 11.21 приведен фрагмент картины формирования КАМ-16.



Рисунок 11.21 – Формирование КАМ-16

 

Звезда векторов, соответствующая КАМ-16, представлена на рисунке 11.22. Здесь же для сравнения показана звезда векторов ОФТ-16.



Рисунок 11.22 – Векторные диаграммы ОФТ-16 и КАМ-16

 

Сравнение векторных диаграмм ОФТ-16 и КАМ-16 вскрывает очевидное преимущество КАМ-16 ( dк > dо ).

Аналогично формируются КАМ-64 и КАМ-256 при разложении исходного цифрового сигнала соответственно на 6 и 8 потоков. Возможны и

 

промежуточные варианты, например КАМ-32 (5 потоков). Соответствующие диаграммы векторов представлены на рисунке 11.23.



Рисунок 11.23 Варианты квадратурной амплитудной манипуляции

 

В последние годы фирмой Globe Span Inc запатентован однополосный вариант QАМ, получивший название САР (Carrier Less Amplitude modulation / Phase). В спектре САР подавлена несущая и одна боковая полоса сигнала

QАМ.

 

11.7 Передача цифровой информации методом OFDM (COFDM)

(метод частотно-временного уплотнения с ортогональными несущими)

В начале 80-х годов во французской лаборатории ССЕТТ была сделана попытка применить технологию использования шумоподобного спектра для целей цифрового радиовещания. При этом была определена весьма эффективная система передачи цифровой информации получившая название OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). За последние годы в мире стандартизовано по крайней мере пять систем цифрового радиовещания. Это четыре стандарта телевизионного вещания (DVB-T, ISDB-T, DAB-T, ATSC-8VSB) и система звукового радиовещания DRM. Все они, за исключением одной, используют метод COFDM (OFDM c кодированием).

Суть метода в упрощенном изложении заключается в следующем:

Кодированный цифровой сигнал расщепляется на 2, 4, или 6 потоков и втечение одного временного интервала (фрейма - своеобразного кадра ) модулирует методом QAM (4, 16, 64) последовательно большое количество близко расположенных поднесущих частот (до 300 для звукового вещания и до 6800 для телевидения). Выбор числа позиций QAM определяется степенью важности передаваемой в данный момент информации. Например, информация о способе кодирования, позволяющая на приёмном конце восстановить исходный звуковой или видео сигналы, передаётся методом QAM-4, которая обладает наибольшей помехоустойчивостью.

В начале каждого фрейма вводится защитнывй интерал времени (Тз), в течение которого приёмник игнорирует приём информации (см. рисунок 11.24). На этот интервал приходится основная доля эхо-сигналов от предыдущего символа Тс при многолучёвых отражениях. Таким образом, осуществляется защита каждого фрейма от эхо-сигналов предыдущего фрейма.

 

Поскольку поднесущие частоты расположены очень близко друг к другу, для исключения взаимных помех они должны быть ортогональны на интервале символа Тс. Для этого, в соответствии с (11.2), интервал между соседними частотами выбран равным 1/Тс.

 



Рисунок 11.24 – Спектрально-временная диаграмма OFDM

Для пвышения надёжности передачи информации при OFDM используется «перемежение» по времени и частоте. Суть перемежения заключается в том, что информация одного из подканалов передаётся в соседних фреймах на разных поднесущих частотах и в различной последовательности во времени. Это позволяет сократить потери информации в отдельном подканале при наличии сосредоточенной помехи на частоте конкретной поднесущей и в определённом временном интервале.

Задача модуляции огромного количества поднесущих частот разными видами QAM , была бы совершенно невозможной, если бы для каждой поднесущей использовался свой модулятор. Эту проблему удалось решить благодаря разработанному в последние годы методу быстрого преобразования Фурье, для реализации которого разработан целый спектр специализированных интегральных микросхем.

Наличие в сигнале COFDM составляющих с QAM-64 требует от усилительного тракта передатчика очень высокой степени линейности амплитудных и фазовых характеристик. Для обеспечения этих требований, мощность усилителей модулированных колебаний в режиме COFDM приходится уменьшать в несколко раз по сравнению с номинальной, переводя ряд его ступеней в режим колебаний первого рода (класс А). При этом неизбежно падает промышленный к.п.д. передатчика. В случае передатчиков большой мощности с этим мириться нельзя, поэтому для повышения эффективности усилительного тракта используют метод раздельного усиления фазомодулированной составляющей COFDM сигнала и его огибающей (см. п.п. 8.2.3).

Снижение мощности передающих устройств не сказывается на качестве передаваемой информации, т.к. цифровая форма сигнала и использование высокоэффективных методов помехоустойчивого кодирования позволяют обеспечить высокое качество в самых неблагоприятных условиях помеховой обстановки.



Рисунок 11.25 – Сравнение цифрового и аналогового вещания

 

Для иллюстрации эффективности метода COFDM на рисунке 11.25 представлена сравнительная диаграмма качества передачи информации в системе радиовещания по стандарту DRM и при обычной амплитудной модуляции в условиях неблагоприятной помеховой обстановки. Сравнение проводилось методом субъективных экспертных оценок. Преимущество COFDM очевидно и не требует комментариев.