гвв. 1 Классификация и физический механизм работы вч и свч генераторов
 Скачать 5.65 Mb.
|
|
| | |
В спектре АМ колебания полезная информация содержится как в нижней боковой полосе (НБП), так и в верхней боковой полосе (ВБП), т.к. только амплитуда боковых полос зависит от коэффициента глубины модуляции (см. выражение 2.1). Иначе говоря, имеет место двойная избыточность.
Радиосвязь на одной боковой полосе частот (ОБП) более эффективна, чем обычная двухполосная связь с АМ. Поэтому она широко применяется в различных системах радиосвязи.
В отличие от спектра АМ колебания, при ОБП несущая и одна из боковых полос подавляются.
Самым эффективным с энергетической точки зрения является изучение класса JЗЕ (старое обозначение АЗJ),(одна боковая и полностью подавленная несущая), для обозначения каждого используются сокращённые обозначения: SSB (от англ. – “single side band”) или русский эквивалент – ОБП (одна боковая полоса).
Сравним мощности спектров АМ и ОБП колебаний. Для одной боковой
Рбок АМ=Рн m²/p²,
где p – пикфактор [пикфактор (Пф) – характеризуется изменением амплитуды НЧ сигнала, Пф=Umax/Uср ].
В процессе модуляции средняя мощность ОП сигнала
Рср ОМ=Рmax/p²,
где Р max ОМ= Р max АМ.
Откуда
Рср ОМ / Рбок АМ=(1/m +1)².
Т.о., при m=1 выигрыш по мощности составляет 4 раза. Кроме того спектр частот, излучаемый при передаче ОБП, уменьшается по сравнению с АМ в 2 раза, что позволяет сузить полосу пропускания приёмника. Только за счёт этого при равномерном спектре помех отношение сигнал/помеха увеличивается по напряжению в раз, а по мощности в 2 раза. Общий выигрыш по мощности при передаче ОБП по сравнению с АМ составляет 8 раз.
В передатчиках КВ диапазона из-за особенностей распространения радиоволн на входе приёмника между несущей и боковыми частотами образуются фазовые сдвиги, которые уменьшают полезный эффект на выходе.
При ОБП отсутствие такого эффекта (установлено из опыта) расценивается как увеличение полезного эффекта по мощности в 2 раза. Таким образом, общий выигрыш по мощности при переходе от АМ к ОБП составляет 8-16.
В приёмнике для выделения сигнала информации необходимо восстановить несущую частоту с помощью местного гетеродина.
| Автоматическое включение резерваПроизводство систем автоматики электросети (ПРП, АВР)ИБПЗащита сетиСредства мониторингаСтабилизаторыatsconvers.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| ИБП RielloОфициальный дилер. Широкий модельный ряд. Монтаж, ремонт, диагностика.Сервисное обслуживаниеУслугиДоставка и оплатаiso-energo.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Продажа туалетных кабинПродажа туалетных кабин в Москве, бесплатная доставка по Москве и областиКабиныМодулиДушевые кабиныЖидкость для биотуалетовeco77.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Регуляторы напряжения AVRАвтоматические регуляторы для генераторов. Доставка по РФ бесплатно!dsg-avrs.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
|
Яндекс.Директ
Формирование симметричных АМ колебаний с ослабленной несущей
обычно осуществляется в устройствах называемых балансными модуляторами (БМ).
Простейший вариант БМ показан на рисунке 2.5.
Рисунок 2.5 Двухдиодная схема БМ.
Модулирующий сигнал поступает на диоды V1 и V2 в виде изменяющегося напряжения смещения uΩ=Ем=Uωm cosΩt.
Одновременно между анодом и катодом обоих диодов действует ВЧ напряжение uω=Uωm cosωt.В каждом плече такого БМ осуществляется обычная симметричная по спектру АМ.
Ток верхнего диода изменяется по закону
i1=IB1 mT(1+mп cosΩt) cosωt, (2.2)
а нижнего (с учётом противофазности модулирующего напряжения)
i2=IB1 mT(1-mп cosΩt) cosωt, (2.3)
где mп= Uωm / Ен , IB1 mT - максимальное значение тока ВЧ в телефонном режиме.
При синфазном возбуждении обоих плеч оба этих тока в первичной обмотке трансформатора Тз направлены встречно, т.е. результирующий ток
iрез=i1-i2= IB1 mT mп cos(ω-Ω)t+ IB1 mT mп cos(ω-Ω)t (2.4)
Таким образом, на выходе БМ колебание имеет в своём составе только две боковые ( несущая подавляется).
Для подавления нерабочей боковой полосы в большинстве случаев используется фильтровое устройство, к которому предъявляются весьма жёсткие требования в отношении крутизны скатов его АЧХ. По существующим нормам нерабочая полоса должна быть ослаблена не менее, чем на 60дБ. На рис.2.6 показан спектр колебания получаемого с выхода БМ. Обозначим абсолютную величину интервала между НБП и ВБП через 2 Fmin, его относительную величину – через σ(%)=(2 Fmin /fср)100%.
Рисунок 2.6 К выбору крутизны скатов АЧХ фильтра.
Если необходимо ослабить одну из боковых (например, НБП) на вф =60 дБ, то фильтр должен обладать АЧХ с крутизной ската
Sсф= вф / σ(%), дБ/(%) (2.5)
Для частного, но весьма распространённого случая (Fmin =300 Гц и
вф =60 дБ) выражение (2.5) преобразуется к виду
S´сф=0.001 fср, дБ/(%)Гц (2.6)
Например, на частоте fср =1 МГц крутизна ската АЧХ фильтра должна иметь значение 1000 дБ на каждый процент изменения частоты.
В ОП связи находят применение три типа фильтров: с сосредоточенными параметрами (LC – фильтры), электромеханические и кварцевые. Наиболее достижимая крутизна ската АЧХ для каждого из них соответственно равна 100,600 и 1000 дБ/(%). В рассмотренном нами примере можно использовать только последний из них.
Аналитическое сравнение ФМ и ЧМ.
| | |
Таблица 1.
| ЧМ | ФМ |
| Определение: UF (1) Девиация фазы: (3) | Определение: UF (2) Девиация частоты: (4) |
Как видно, при ФМ девиация фазы зависит от амплитуды модулирующего напряжения, но зато девиация частоты зависит от обоих параметров модулирующего сигнала, т.е. от его амплитуды и частоты. При ЧМ, наоборот, девиация частоты зависит только от амплитуды, но зато девиация фазы зависит как от амплитуды, так и от частоты модулирующего напряжения.
Если в выражении (2.14) зафиксировать F, то останется только прямая пропорциональность UF , т.е. получим ФМ.
Если в выражении (2.13) зафиксировать F, то UF, т.е. получим ЧМ. Следовательно, при модуляции одним тоном нельзя установить примененный вид модуляции; ФМ и ЧМ в этом случае тождественны.
Максимальную девиацию фазы при ФМ называют индексом фазовой модуляции
.Амплитуду девиации фазы при ЧМ называют также индексом частотной модуляции М:
Методы превращения ФМ в ЧМ и ЧМ в ФМ вытекают из сопоставления накрест лежащих выражений в таблице 1. Формула (4) показывает фактическую зависимость, а формула (1) – требуемую для превращения ФМ в ЧМ. Аналогично для получения ФМ из ЧМ следует формулу (3) превратить в (2).
Для простоты математических преобразований предположим, что модулирующий сигнал изменяется по закону синусоиды при ФМ и по закону косинусоиды – при ЧМ.
Имеем выражение для текущего значения фазы при ФМ
(2.7)и для текущего значения частоты при ЧМ
(2.8)Определим закон изменения частоты при ФМ и фазы при ЧМ. Текущее значение частоты при ФМ получается равным
(2.9)Выражение перед косинусом представляет собой амплитуду девиации частоты при ФМ
(2.10)Текущее значение фазы при ЧМ
(2.11)где -основная фаза;
-дополнительная фаза, появившаяся в результате модуляции;С – постоянная интегрирования; С= , принимаем .
В формуле (2.11) выражение перед синусом является амплитудой девиации фазы при ЧМ:
| Автоматическое включение резерваПроизводство систем автоматики электросети (ПРП, АВР)ИБПЗащита сетиСредства мониторингаСтабилизаторыatsconvers.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Разработка электроникиРазработка, изготовление опытных образцов, мелкосерийное производство.lrm.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Базовый курс – управление проектамиКурс по управлению проектами 3 дня/24 часа. Запись сейчас, первый день бесплатноНачало 16.07.2018 г.Удобный график1-й день бесплатноОтзывы о насpmexpert.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Выключатели Schneider выгодно!Розетки и выключатели Schneider. Высокие стандарты качества. Доставка!Unica TOPUnica ХамелеонUnica QuadroUnica Classvivaset.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
|
Яндекс.Директ
(2.12)Наибольший интерес представляют выражения (2.10) и (2.12). Переходя в них к циклическим частотам, получим:
амплитуда девиации частоты при ФМ
; (2.13)
амплитуда девиации фазы при ЧМ
(2.14)
Выражение для мгновенного значения амплитуды ЧМ(ФМ) сигнала при модуляции одним тоном выглядит следующим образом:
(2.15)где Uн – амплитуда ВЧ сигнала без модуляции (М=0);
Iк (М) – функции Бесселя порядка К от аргумента равного индексу модуляции М.
Из выражения (2.15) следует, что спектр симметричен (к = ); имеет линейную структуру (соседние составляющие отстают друг от друга на одну и туже величину ); амплитуды составляющих спектра определяются функцией Бесселя.
Теоретически спектр ЧМ колебания бесконечно широк, но, учитывая монотонное убывание боковых, его можно ограничивать в пределах полосы, определяемой как:
Пчм=2F (1+M+ ). (2.16)
Для радиовещательных РПДУ с ЧМ максимальная девиация частоты установлена 50 Гц и верхняя граница спектра звукового сигнала F=15 кГц. При этом индекс частотной модуляции М=
.Тогда требуемая полоса пропускания составит около 180 кГц, что в шесть раз больше аналогичного параметра при АМ (Пам=2Fмакс). Это обстоятельство заставляет использовать ЧМ(ФМ) только в таких ёмких диапазонах, как УКВ, ДМВ и СМВ.В системах низовой радиосвязи часто применяют узкополосную ЧМ, имеющую индекс модуляции М 1 и кГц. По своей спектральной характеристики и помехозащищенности она практически не отличается от АМ.
Способы осуществления ЧМ
Частотный модулятор изменяется обычно представляет собой транзисторный LC-автогенератор, частота которого под действием модулирующего напряжения с помощью варикапа. Упрощенная (без цепей питания) схема модулятора представлена на рисунке 2.9, а. На этой схеме показаны только реактивные сопротивления, от которых в основном зависит частота колебаний, возникающих в АГ. Элементы С1, С2, С3 и L образуют колебательный контур трехточечного АГ. Конденсатор С4 для тока ВЧ включен последовательно с варикапом, чтобы разделить постоянные напряжения на варикапе и коллекторе транзистора, а при С4 соизмеримой с СВ, обеспечить при необходимости частичное подключение варикапа к контуру АГ.
На рисунке 2.9, б представлены характеристики варикапа СВ(е) и действующие на нём напряжения.
Напряжение на варикапе e =Eo+ e , где Е0-напряжение смещения, соответствующее режиму молчания или “телефонной точке” модуляционной характеристики; е – мгновенное значение переменной составляющей напряжения;
| | |
| |  |
Рис.2.9 Упрощенная схема АГ
с ЧМ при помощи варикапа (а),
характеристика варикапа и
действующие на нем напряжения(б).
Выражение для генерируемой частоты может быть представлено в следующем виде:
где - относительное смещение центральной частоты при модуляции;
- девиации основной частоты модуляции и её гармоник, которые определяются параметрами варикапа, схемы, режимом.Из приведенного выражения следует, что при ЧМ имеют место два нелинейных явления: изменяется значение центральной частоты на ; возникают нелинейные искажения по второй К2= и третьей К3= гармоникам (искажения более высоких порядков малы). Сдвиг центральной частоты объясняется в основном нелинейностью СВ(е); при модуляции приращение ёмкости в положительный полупериод С(+) оказывается больше чем уменьшение её на С(-) в отрицательный полу период модуляции (см. рисунок 2.9,б).
Среднее значение ёмкости возрастает, а частота генератора w понижается. Сдвиг зависит от UΩ и может быть уменьшен только с помощью линеаризации статической модуляционной характеристики и нелинейного предыскажения модулирующего
сигнала.
| | |
| |  |
На рисунке 2.10 представлены основные характеристики для ЧМ (ФМ).
Рисунок 2.10 Основные характеристики при ЧМ (ФМ) модуляции;
а-статическая модуляционная; б-амплитудная динамическая модуляционная;
в-частотная динамическая модуляционная.
На рисунке 2.11 приведена схема кварцевого АГ управляемого по частоте.
В этой схеме КвР используется на частоте последовательного резонанса, как правило, на основной гармонике.
| | |
| |  |
| | |
| |  |
Собственно АГ здесь выполнен по схеме Клаппа, причём ёмкость варикапа является компенсирующей в цепи индуктивного сопротивления, создаваемого L1. Такие АГ обладают несколько пониженной стабильностью генерируемой частоты и не позволяют обеспечить большую девиацию частоты. Поэтому прямые способы осуществления ЧМ в кварцевых АГ находят применение в основном в РПДУ низовой связи. Для повышения стабильности средней частоты применяются системы автоматической подстройки частоты (АПЧ). Получение ЧМ с помощью ФМ (косвенный метод ЧМ) позволяет осуществить управление ВЧ колебаниями не в АГ, а в последующих каскадах, что создаёт хорошие предпосылки в обеспечении высокостабильной работы АГ с КвР. Структурная схема косвенного метода приведена на рисунок 2.12. Преобразование ФМ в ЧМ идет на основании формулы (2.13),
(см. таблицу 1.).
Получение ЧМ с помощью ФМ
Практикуется и в РПДУ низовой связи.
Рисунок 2.12 Косвенный метод ЧМ.
Фазовая модуляция. Способы осуществления
| | |
На рисунке 2.13 представлена схема фазового модулятора, в котором ФМ осуществляется путём расстройки контуров с помощью варикапов. Для увеличения индекса модуляции варикапы подключены ко всем трём контурам усилителя. Изменение резонансной частоты контура усилителя изменяет фазу ВЧ колебаний в контуре в соответствии с его фазовой колебательной характеристикой. В пределах полосы пропускания контура фаза изменяется от –45 до +45, а амплитуда выходных колебаний – от 1 до 0,707, что указывает на паразитную АМ с изменением амплитуды на 30%.
| | |
| |  |
Изменение фазы сигнала связано с расстройкой одиночного контура относительно резонансной частоты соотношением
tg
,где Q- добротность контура. При 300 можно принять
На рисунке 2.14 показан модулятор состоящий из пары связанных контуров.
Такой модулятор предназначен для работы на частотах нижней части СВЧ диапазона порядка сотен МГц. Ёмкость каждого контура складывается из ёмкости варикапа и последовательно включённого с ним конденсатора, который используется для подстройки контура. В качестве контурной индуктивности использован заземлённый на одном конце и разомкнутый на другом отрезок полосковой линии длиной меньше четверти волны. Параметры схемы можно подобрать так ,чтобы при изменении Δφна ±60º амплитуда напряжения на нагрузке
изменялась в пределах единиц процентов.
В последнее время в связной аппаратуре часто применяют фазовые модуляторы в виде управляемых простых RLC – фазовращателей (рисунок 2.15).
Если выбрать C=1/(2ω0²L), то коэффициент передачи этой цепи на частоте ω0
| Импульсные источники питания1 канал. 3 А/5 А/6 А/10 А/20 А/30 А. Со склада. ГосРеестр. Помощь в выборе. Звоните!О компанииСкачать каталогПоверка/калибровкаСпецпредложения, скидкиeliks.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Разработка электроникиРазработка, изготовление опытных образцов, мелкосерийное производство.lrm.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Генераторы сигналов KeysightРеволюционная технология Trueform. Гарантия 3 года. В наличии на складе в Москве.Серия 33500BСерия 33600Аeriscom.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Преобразователь частоты ONI M680Широкий ассортимент надежных моделей для насосного оборудования. От 0,75 кВoni-system.comСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
|
Яндекс.Директ
K=(R+jωL)/(R+jωL+1/jωC)=(R+jωL)/(R-jωL),
т.е. при любом R модуль |К|=1 и паразитной АМ не будет, а фаза будет меняться φ=2 arctg(ω0L/R). Если R изменять от 0 до ∞, то фаза будет изменяться на 180°, однако анализ работы этой схемы показывает, что при глубине модуляции резистора
mR=ΔR/Rср
обеспечивается меньшая девиация:
Δφmax=0,5(φmax- φmin)=0,87 mR
и будут иметь место нелинейные искажения фазовой модуляции
(Кни)чм =mR/4.
| | |
| |  |
Например, при mR =0,6 Δφmax=0,52 рад, (Кни)фм=7,5 %, а (Кни)чм=15 %, что уже превышает норму для РПДУ низовой связи. В качестве управляемого сопротивления удобно использовать полевой транзистор или варикап.
На рисунке 2.16 приведена схема активного мостового фазового модулятора, применяемого на радиостанциях первичной связи. Нагрузки R1 и R2 в коллекторе и эмиттере транзистора VT обеспечивают два одинаковых по амплитуде и противофазных напряжения, которые приложены к двум другим плечам моста R3 и цепи LCв. Схема обеспечивает девиацию до 50º-60º при хорошей линейности и малой паразитной АМ.
Часть 3. ТЕЛЕГРАФНАЯ РАБОТА. ФОРМИРОВАНИЕ РАДИОСИГНАЛОВ В ПЕРЕДАТЧИКАХ ЦИФРОВОЙ СВЯЗИ
Телеграфная работа, называемая манипуляцией, является частным случаем модуляции. Термин “модуляция” мы относим к непрерывному (телефонному) сигналу, а термин “манипуляция” будем относить к дискретному (телеграфному) сигналу. Передача дискретной информации (в простейшем случае радиотелеграмм) методом АМн (манипуляция) явилась исторически первым способом радиосвязи. Обычно для манипуляции используется та же телеграфная аппаратура, что и в проводной связи.
Амплитудная манипуляция
Скорость передачи телеграфных (ТЛГ) сигналов принято характеризовать числом Бод В, т.е. числом элементарных посылок в секунду. Диапазон скоростей манипуляции широк: от 20 Бод при ручной работе с помощью ТЛГ ключа (ключа Морзе) до 300 Бод при использовании автоматической, скоростной аппаратуры. Обозначим через τ длительность элементарной посылки, т.е. длительность прямоугольного импульса или паузы между импульсами (рис. 3.1).
Рисунок 3.1 Временная диаграмма ТЛГ посылки: чередование нажатий и пауз равной длительности.
Частота повторения импульсов:
F (Гц)=1/ 2τ =0,5 В[Бод].
Выражение для мгновенного значения тока АМн сигнала:
i=I{0,5 cosωt+(∑ sin(nπ/2)/ nπ) [cos (ω-nΩ)t+ cos (ω+nΩ)t]}, (3.1)
где n – номер гармоники спектра боковых частот;
Ω=2πF – частота манипуляций.
Рисунок 3.2 Спектр частот передатчика при амплитудной манипуляции телеграфным сигналом
Если длительности импульсов и пауз равны, то в спектре импульсной последовательности будут только нечётные гармоники частоты повторения 3F,5F,… и коэффициент разложения в ряд Фурье α0=0,5,
αn= sin(0,5 nπ/ nπ),
где n=1,3,5… .
Спектр радиочастотных колебаний показан на рис. 3.2. При АМн (класс излучения А1А) практическая полоса пропускания радиочастотных трактов РПДУ и РПУ.
ПАМн =2nF =nВ.
Обычно принимается n=5, тогда ПАМн =5В =5/τ.
Рисунок 3.3 Простейшая схема реализации АМн.
На рисунке 3.3 приведена одна из схем АМн. На транзисторе VT1 собран ГВВ, в котором должна осуществляться АМн. Напряжение смещения VT1 изменяется с помощью электронного реле, собранного на транзисторе VT2. Когда телеграфный ключ К не нажат, на базе VT2 – нулевое напряжение и он заперт. При этом VT1 так же заперт, напряжения радиочастоты на выходе нет (пауза). При нажатом ключе VT2 открывается и своим малым сопротивлением насыщения rнас шунтирует резистор R2. Напряжение на базе VT2 уменьшается практически до нуля и на выходе ГВВ появляется переменное напряжение – телеграфная посылка.
В настоящее время АМн применяется сравнительно редко из-за её низкой помехоустойчивости.
Частотная манипуляция
Форма частотно-манипулированного (ЧМн) сигнала представлена на рисунке 3.4.
Рисунок 3.4 Частотная манипуляция.
Частотная манипуляция является системой радиотелеграфирования с “активной паузой”. Общепринято, что во время паузы излучается более низкая частота (f1>f2). Разности f1-f2=2Δf называется частотным сдвигом. Обычно сдвиги частоты составляют 125-800 Гц.
Выражение для мгновенного значения тока ЧМн сигнала :
i=I{[2 sin(mπ/2)cosωt ] / mπ+2[∑m sin((m+n)π/2)/(m²-n²)][cos (ω-nΩ)t+
+(-1)cos (ω+nΩ)t]/π}, (3.3)
где Ω=2nF, n – номер гармоники спектра;
m=Δf/F – индекс манипуляции;
Δf – девиация частоты;
I – амплитуда сигнала.
Согласно рекомендациям МККР (Международного Консультативного Комитета по Радиовещанию). Эффективная ширина спектра реального сигнала ЧМн при 1,5
ПЧМн=2,6 Δf+1,5В (3.4)
Например, если 2 Δf=800 Гц, а В=200 Бод то
ПЧМн=2,6·400+1,5·200=1340 Гц
При передаче периодической последовательности 0 и 1 спектр ЧМн (рис. 3.5) можно представить в виде суммы спектров для несущих колебаний с частотами f1 и f2 манипулированных по амплитуде с основной частотой манипуляции F=В/2 (см. рисунок 3.2).
Рисунок 3.5 Спектр ЧМн сигнала.
Частотная манипуляция производится в частотном манипуляторе, который работает на относительно низкой промежуточной частоте. Полученные на ПЧ колебания ЧМн обычными методами гетеродинных преобразований переносятся затем в область рабочих частот передатчика. На рисунках 3.6, 3.7 и 3.8 представлены схемы простейших частотных манипуляторов.
Сигналы ЧМн формируются в возбудителе при скоростях передачи не более 1000 Бод.
| | |
Рисунок 3.7 Схема ЧМн за счёт коммутации добавочной ёмкости.
Фазовая манипуляция
При фазовой манипуляции (фазовом телеграфировании) используется колебание одной частоты, но границы телеграфных посылок отмечаются изменением его фазы на 180º (рисунок 3.8, а).
а)
б)
Рисунок 3.8 Эпюры напряжений (а) и схема формирователя ФМн сигналов (б).
Наиболее просто получить колебания, манипулированные по фазе, с помощью соответствующего количества фазовращающих цепей и управляющего коммутатора. На рис. 3.8, б) показана схема простейшего фазового манипулятора. В роли фазовращателя здесь выступает колебательный контур двухтактного ГВВ, а в коммутаторе используются диоды V1 и V2, работающие в ключевом режиме. Посылка, соответствующая нажатию, имеет положительную полярность и преодолевает напряжение запирания Есм диода V1 . На выход проходят колебания с верхнего плеча ГВВ. В момент паузы приходит посылка противоположной полярности, открывающая диод V2, и на выход манипулятора поступают колебания с нижнего плеча, фаза которых сдвинута на 180º.
3.4. Общие вопросы формирования радиосигналов в передатчиках цифровой связи
Важнейшей характеристикой цифрового сигнала является скорость передачи В, определяемая в битах в секунду (бит/с) числом посылок (нулей или единиц) в секунду.
При низких скоростях передачи: телеметрии, кодовых команд и других команд со скоростью В<2…3 тыс. бит/с цифровой сигнал (ЦС) может быть передан по телефонному радиоканалу путём манипуляции цифровым сигналом набора тональных несущих. При этом на входе передатчика ВЧ или ОВЧ радиосвязи устанавливается специальная приставка для уплотнения телефонного канала цифровым потоком.
Мощность передатчиков цифровых радиорелейных линий связи зависит от протяжённости трассы, рабочего диапазона частот, числа передаваемых каналов и вида модуляции. Она лежит в пределах от 0,1 Вт до единиц ватт, в отдельных случаях достигая 10 Вт. Мощность наземных РПДУ космической радиосвязи составляет единицы и десятки киловатт, мощность ретрансляционных станций на спутниках и космических станциях- десятки и сотни ватт и даже единицы киловатт. Для получения мощностей на уровне долей ватта и единиц ватт, в СВЧ диапазоне используют генераторы на диодах Ганна, ЛПД, СВЧ транзисторные усилители. Для усиления СВЧ сигналов до уровня мощности в десятки и сотни ватт применяют ЛБВ, более 1 кВт – ЛБВ и пролётные клистроны.
| Импульсные источники питания1 канал. 3 А/5 А/6 А/10 А/20 А/30 А. Со склада. ГосРеестр. Помощь в выборе. Звоните!О компанииСкачать каталогПоверка/калибровкаСпецпредложения, скидкиeliks.ru | Регуляторы напряжения AVRАвтоматические регуляторы для генераторов. Доставка по РФ бесплатно!dsg-avrs.ru | Продажа туалетных кабинПродажа туалетных кабин в Москве, бесплатная доставка по Москве и областиКабиныМодулиДушевые кабиныЖидкость для биотуалетовeco77.ru | Поиск места повреждения кабеляОт 23 000 рублей. Расчет точной цены за 1 час. Скидка 15%. Подробнее!Лицензия РостехнадзораКалькулятор стоимостиБесплатная консультацияservice-lite.com |
Яндекс.Директ
Ширина полосы радиосигнала зависит от скорости передачи информации и вида манипуляции. При цифровой передаче аналогового сигнала S(t) его подвергают дискретизации, заменяя множеством отсчётов, следующих через определённые интервалы Т:
V(t)=S(t) σ(t-кT) для t≥0, (3.5)
где к – последовательность целых чисел: к=0,1,2,3,…;
σ(t-кT) – дельта функция, равная единице в моменты t=КТ и нулю в остальное время.
Частота дискретизации fТ=1/Т выбирается в соответствии с теоремой Котельникова: fТ≥2 Fmax , где Fmax – максимальная частота спектра непрерывного сигнала S(t).
Далее дискретный сигнал V(t) (3.5) кодируется, для чего используются различные методы импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). Каждому отсчёту V(кT) ставится в соответствие n – разрядное двоичное число. Число разрядов n определяется требованиями к точности воспроизведения в приёмнике исходного сообщения, зависит от выбранного кода и особенности построения кодирующих и декодирующих устройств (кодеков). При передаче одного стандартного ТФ (телефонного) канала полосой 300-3400 Гц частота дискретизации fТ=8 кГц, а ИКМ сигнал представляется восьмиразрядным двоичным кодом (n=8). Скорость передачи одного цифрового ТФ канала В=nfТ =64000 бит/с, или 64 кбит/с.
Системы цифровой связи широко используют для передачи многоканальных ТФ сообщений. Существует общепринятая иерархия многоканальных систем.
Первичную группу образуют 32 (30) ТЛФ канала. В скобках: обычно два ТЛФ канала занимает передача служебной информации. Скорость передачи В=32·64=2048 кбит/с =2.048 Мбит/с. В полосе, занимаемой 32 ТЛФ каналами, можно передавать шесть каналов высококачественного цифрового радиовещания.
Группы высшего уровня составляют:
128 (120) ТЛФ каналов, В=8,448 Мбит/с,
512(480) ТЛФ каналов, В=34,368 Мбит/с,
2048(1920) ТЛФ каналов, В=139,264 Мбит/с.
Достигнуты скорости передачи 400 Мбит/с, что эквивалентно передаче 5760 ТЛФ каналов.
Скорость передачи определяет полосу частот модулирующего ИКМ сигнала, а следовательно, и полосу радиоканала. Цифровой информационный сигнал (ЦИС) представляет случайный процесс. Его энергетический спектр состоит из непрерывной части, приближённо отображаемой функцией спектральной плотности G(F)=G(O) sin²(πF/B)², внутри которой размещены отдельные дискретные составляющие, обусловленные передачей сигналов синхронизации, контроля и т.п. Минимальная частота, которой может быть ограничен спектр группового модулирующего сигнала, связана со скоростью передачи ЦИС соотношением:
Fm(МГц)≥В/2 (Мбит/с). (3.6)
Поступающий на передатчик ЦИС VЦИС представляет собой последовательность логических единиц (коротких импульсов) и логических нулей, следующих с тактовой частотой fТ=1/T. Для манипуляции в передатчике формируется управляющий (модулирующий) сигнал Vу по следующему закону: приходу “1” ЦИС соответствует управляющий импульс с амплитудой +1, длительностью Т, который далее будем условно обозначать как “1”, поступлению “0” ЦИС соответствует управляющий импульс с амплитудой –1 длительностью Т, который далее будем обозначать как “0”. Сигнал Vу относится к классу сигналов, которые не обращаются в нуль (БВН – без возвращения к нулю).
Простейшим методом манипуляции является, как мы уже говорили, амплитудная манипуляция (АМн), при которой “1” напряжения Vу соответствует излучению ВЧ колебаний, а “0” Vу – пауза. Радиосигнал АМн описывается законом:
uАМн=U(1+ Vу(t)) sin ω0t. (3.7)
Спектр АМн сигнал состоит из несущей частоты Usin ω0t и двух боковых полос, каждая шириной Fm. При скорости передачи В минимальная полоса АМн сигнала составляет ПАМн≥В. Так, при В=34 Мбит/с
ПАМн≥34 МГц, при В=140 Мбит/с ПАМн≥140 МГц и т.д.
В чистом виде АМн при цифровой радиосвязи применяется редко из-за низкой помехоустойчивости.
Основным видом манипуляции в цифровых системах являются фазовая манипуляция (ФМн) и квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ). При простой ФМн “1” и “0” сигнала Vу соответствуют строго определённые значения фазы ВЧ колебаний φ, например φ=π при Vу= “0” и φ=0 при Vу= “1” (см. рис. 3.8, а).
Неудобство ФМ состоит в том, что в приёмнике необходимо различать абсолютные значения фазы принимаемых сигналов. Приёмник как бы должен заранее “знать”, какое значение φ соответствует определённому значению VЦИС. Для этого требуется вводить в ЦИС специальные вставки для передачи опорного сигнала и усложнять обработку сигнала в приёмнике.
Квадратурное представление сигнала
| | |
(3.11)Сигнал с амплитудной и фазовой модуляцией (КАМ иногда называют АФМ) может быть представлен в виде:
(3.12)где и - законы АМ и ФМ; -несущая частота, обычно являющаяся центральной частотой спектра; -начальная фаза.
Квадратурное разложение (3.12):
(3.13)где
,
-квадратурные составляющие комплексной огибающей. Они могут быть получены из (3.13):
,
.Здесь верхний предел интегрирования выбирается из условия
, которое легко обеспечивается, так как у узкополосных сигналов . Используя формулу Эйлера, комплексную огибающую можно записать в виде:
(3.14)
т.е. квадратурные составляющие и представляют собой реальную и мнимую части комплексной огибающей .Диаграмма сигнала КАМ-16 приведена на рисунке 3.13
Каждому состоянию сигнала соответствует четырехразрядный двоичный код, а амплитуды ортогональных сигналов Vcи Vs последовательно принимают четыре различных уровня. По мере поступления единиц ЦИС одновременно изменяются амплитуда и фаза сигнала.
Переход из одного состояния в другое происходит по закону изменения чисел в коде Грея (как показано на рисунке 3.13). Важным достоинством кода Грея является то, что при переходе одного состояния (числа) к другому изменяется только один бит (разряд) числа. Это свойство кода Грея облегчает построение манипуляторов с цифровым управлением и минимизирует ошибку при приеме.Структурная схема манипуляции КАМ-16 приведена на рисунке 3.14. ЦИС в кодирующем устройстве КУ преобразуется в четыре параллельных двоичных сигнала. Сигналы, определяемые двумя старшими разрядами кода Грея, формируют управляющее напряжение Vc, два остальных формируют Vs.
Рисунок 3.14 Структурная схема формирования КАМ-16.
Формирование напряжений происходит в цифроаналоговых преобразователях (ЦАП). Четырехуровневые сигналы - Vcи Vsмодулируют по амплитуде два ортогональных ВЧ напряжения (АМС и АМS). Сложные многопозиционные сигналы типа КАМ-16 также можно получить на ПЧ, используя базовую схему (рисунок 3.14) и цифровые ИС. Однако существует другой путь формирования КАМ-16,достоинствами которого являются лучшая помехозащищенность передачи и упрощение схемы модема. КАМ-16 формируется методом посекторного разбиения поля состояния сигнала путём сложения двух сигналов ОФМ-4.| Разработка электроникиРазработка, изготовление опытных образцов, мелкосерийное производство.lrm.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Электронный источник питанияОфициальный представитель FuG Elektronik в России. Быстрая доставка. Звоните сейчас!Источники под заказНапрямую из ГерманииШирокий выборПоддержкаfug-elektronik.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Телефон Panasonic KX-TS2388Купить за 2 050 руб. Скидка 56%!market.yandex.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
| Генератор вч сигналов1, 2 канала. ГосРеестр. USB, LAN, RS-232. Звоните или покупайте онлайн!ADG-4401eliks.ruСкрыть рекламу:Не интересуюсь этой темойТовар куплен или услуга найденаНарушает закон или спамМешает просмотру контента
|
Яндекс.Директ
Существо метода поясняется с помощью векторной диаграммы на рис.3.15. Поле сигнала разбивается на четыре квадранта, в каждом из которых сигнал может принимать четыре состояния. Положение сигнала определяется углом поворота большого радиуса R и малого r. Код положения конца большого радиуса R соответствует двум старшим разрядам числа в коде Грея, код положения конца малого радиуса r – двум младшим разрядам.Вращение радиусов происходит против часовой стрелки, причём каждый поворот большого радиуса на 90° выполняется тогда, когда малый радиус совершает полный оборот на 360°. Состояние сигнала определяется геометрической суммой и в данный момент времени. При переходе из одного квадранта в другой (вращение R) амплитуда сигнала принимает максимальное значение.
Рисунок 3.16 Структурная схема передающей части модема.
Структурная схема передающей части модема приведена на рисунке 3.16. На вход модема после перекодировки ЦИС в кодере подаются четыре сигнала, управляющие работой четырёх балансных модуляторов. БМ1 и БМ4 с подводимыми к ним напряжениями образуют схему ОФМ-4 (см.рисунок.3.12), поворачивающую большой радиус; БМ2 и БМ4 вращают по закону ОФМ-4 малый радиус. Напряжение ПЧ (140 МГц) на БМ3 и БМ4 подаётся со сдвигом фазы на 90°. Так как , на выходах БМ2 и БМ3 стоят аттенюаторы, уменьшающие амплитуду выходного сигнала в 2 раза (на 6 дБ). Далее четыре выходных сигнала складываются в общем сумматоре и через фильтр ограничения полосы КАМ-16 и следующие за ним усилители поступают на повышающий СВЧ смеситель передатчика.
КАМ-16 обеспечивает передачу информации со скоростью Мбит/с в полосе 40 МГц, которая является стандартной на магистральных линиях радиорелейной связи. Фактически спектр сигнала КАМ-16 при манипуляции прямоугольным управляющим сигналом гораздо шире, и для устранения помех в соседних стволах его нужно ограничить полосой 40 МГц. Требования к фильтру выделения рабочей полосы сигнала КАМ-16 весьма жёсткие: при плоской вершине спад АЧХ на границах полосы пропускания ±20 МГц не более 3…4 дБ, затухание при расстройке ± 26 МГц – 40 дБ. Устройства с требуемыми характеристиками реализуются на основе высокоскоростных цифровых фильтров или фильтров на поверхностных акустических волнах. Как уже отмечалось, модемы работают на стандартных частотах 70, 140 МГц. В настоящее время, в связи с разработанной аппаратурой связи на частотах в несколько десятков гигагерц создаются модемы на частотах до единиц гигагерц.