1. Задание на проектирование Проектируются передатчики телевизионных радиостанций
 Скачать 418.93 Kb.
|
ном номинальные напряжения питания и мощность прибора, а Р
/ Р ном РС номинальная мощность радиостанции, | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
N число выбранных приборов,
Р
Назначение каскада | Усилитель | ||
| оконечный | предоконечный 1 | предоконечный i | |
| Номинальная выходная мощность, Р, Вт | | | |
| Расчетная мощность, Р=kз Р, Вт | | | |
| Число и мощность установленных приборов | | | |
| Коэффициент использования установленной мощности | | | |
| Схема включения активных элементов | | | |
| Режим работы () | | | |
| Угол отсечки тока | | | |
| Коэффициент усиления мощности | | | |
| Напряжение питания коллектора (истока) | | | |
4. Проектирование транзисторного усилителя модулированных колебаний
Проектирование транзисторного усилителя модулированных колебаний (УМК) включает определение режима транзистора, расчет согласующих входной и нагрузочной цепей. Строгий расчет требует применения ЭВМ и знания параметров всех элементов эквивалентной схемы прибора. На практике разработчики передающего устройства пользуются сведениями из справочных данных приборов.
В качестве исходных данных к расчету режима выбирают:
мощность в нагрузочной цепи – P ;
угол отсечки тока коллектора – θ;
напряжение питания коллектора – Ек .
Угол отсечки тока θ и напряженность режима выбирают, руководствуясь приведенными выше соображениями. Примем θ = 90˚ и ξ ⁄ ξгр ≤ 0,9.
Расчет коллекторной цепи:
1. Амплитуда переменного напряжения Uк макс ≤ 0,8 Ек , что обеспечивает работу в недонапряженном режиме при допустимой нелинейности СМХ.
2. Амплитуда первой гармоники тока коллектора:
3. Постоянная составляющая тока коллектора:
где α0 и α1 – коэффициенты разложения косинусоидального импульса, для θ = 90˚ имеем α0 = 0,32 и α1 = 0,5.
4. Подводимая к коллектору мощность: Pк0 = Eк Iк0 .
5. Электронный КПД коллекторной цепи:
6. Сопротивление нагрузки:
Расчет входной цепи:
Коррекцию частотных характеристик входных цепей транзисторов выполняют так, что во всем рабочем диапазоне частот допустимо принять коэффициент передачи тока h21оэ≈1,53. Увеличение значения h21оэ по мере увеличения частоты компенсируют увеличением потерь во входной цепи, удерживая коэффициент усиления мощности приблизительно постоянным.
Исходные данные к расчету:
мощность в коллекторной нагрузке P;
первая гармоника и постоянная составляющая тока коллектора Iк1 и Iк0;
коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ на верхней частоте диапазона h21оэ;
коэффициент усиления мощности kуР.
Расчет входной цепи проводят по следующим формулам:
Амплитуда первой гармоники тока базы: Iб1 = Iк1/h21оэ.
Мощность возбуждения: P возб = P /kуР.
Входное сопротивление:
схема с ОЭ
схема с ОБ
Полученные значения rк и rвх не учитывают влияние обратных связей через емкости перехода коллектор-база и индуктивность вывода эмиттера или базы в зависимости от схемы включения. В схеме с ОЭ обратная связь приводит к передаче части входной мощности в нагрузку, а в схеме с ОБ создает положительную обратную связь. Учтем эти особенности работы приборов, приняв в схеме с ОЭ rвх в 1,31,5 раза больше, чем рассчитанное выше, а в схеме с ОБ во столько же раз меньшим.
Постоянная составляющая тока базы: Iб0 = Iк0 /h21оэ .
Напряжение смещения на базе (эмиттере): Еб0 ≈ Еб = 0,7–1,0 В. Его подбирают при регулировке режима по минимуму нелинейных искажений.
Проверку рассеиваемых в транзисторе мощностей делать не будем. При выбранных нами параметрах P, P возб и Ек в этом нет необходимости, поскольку они основаны на экспериментальных справочных данных.
Цепи усилителей на транзисторах
Усилители выполняют однотактными или двухтактными на балансных транзисторах. Угол отсечки тока в каскадах большой мощности выбирают близким к 90º. Усилители малой мощности, чей КПД не оказывает влияния на энергетические параметры передатчика, работают в классе А. На рис.3 даны два примера схемных решений усилителей на транзисторах. В первом случае (рис.3,а) применен транзистор с высоким усилением. Цепь отрицательной обратной связи С4R1L4 снижает усиление до допустимого уровня и расширяет полосу частот с равномерной АЧХ. Напряжение смещения на базе – нулевое. Вторая схема (рис.3,б) работает на более высоких частотах, где усиление в схемах с ОЭ невелико. В дециметровом диапазоне отказываются от сосредоточенных емкостей, заменяя их пленочными конденсаторами; в качестве индуктивностей используют отрезки полосковых линий.
Рассмотрим цепи усилителя на рис.3,а. Нагрузочная цепь соединяет выход транзистора с нагрузкой усилителя, обычно фидером с волновым сопротивлением Zф = 50 или 75 Ом. Фидеры работают на согласованную нагрузку (КСВ ≤ 1,1). Требования к цепи следующие: обеспечение расчетного сопротивления rк в диапазоне рабочих частот и фильтрация высших гармоник, обеспечивающая гармоническую форму напряжения на переходе. Значение rк по диапазону меняется слабо. Нагрузочную цепь строят полосовой, неперестраиваемой, по меньшей мере в одном ТВ диапазоне частот. Требование к линейности ФЧХ, равномерности АЧХ и КПД цепи выполняется в этом случае само по себе.
Рис.3. Схемы транзисторных УМК
В рассматриваемой схеме резонансным выполняют контуры L3С3 и L7C7. Второй слабо связан с транзистором малой индуктивностью L6. Коэффициент включения транзистора в цепь нагрузки:
Выбрав добротность нагруженного контура Qн ≈ 35, можно определить эквивалентные реактивности нагрузочной цепи:
XСн = XLн + XLк = Rф/Qн и XLн = pнXСн.
Тогда XL6 + XL7 = XСн; XL6 = pн2XСн.
Согласование низкого входного сопротивления мощного транзистора с сопротивлением источника возбуждения является сложной задачей. Ее решение упрощается, если входной контур, включающий полное входное сопротивление прибора сделать параллельным резонансным (L3C3). Такой контур дает коэффициент трансформации сопротивлений Qн2. Тогда цепь C1L1C2L2 нагружается на активное сопротивление Rвх = Q2н вх rвх.
Второй вариант нагрузочной цепи (рис.3,б). Требования к цепи те же, что и выше: получение расчетного сопротивления rк в диапазоне рабочих частот и фильтрации высших гармоник, дающей гармоническую форму напряжения на переходе коллектор-база. Данное схемное решение нагрузочной цепи представляет собой последовательное соединение двух Г-звеньев фильтра. Они обращены в сторону генератора емкостями (С4, С5), чем обеспечивают хорошее ослабление высших гармонических в нагрузке. Фидерный контур (С5WL4) принимают апериодическим, а его реактивные сопротивления равными между собой на средней частоте диапазона. Нагрузочный контур (С4WL3С5) – резонансный. Его нагруженную добротность выбирают небольшой (Q2 3 - 5). Вносимое в него сопротивление rвн = X2Cн/ Zф. Его трансформируют в требуемое для транзистора сопротивление rк . Сопротивление резонирующего контура, подключенного к транзистору, связано с его параметрами соотношением:
RЭ = р2н Zxc Qн ,
где рн коэффициент включения, равный рн = XCк / Zхс,
Zхс – характеристическое сопротивление Zхс=XCк + XCн.
Коэффициент трансформации сопротивлений рассматриваемой двухзвенной цепи nR= Rф / rк = (XCн / XCк)2 = (XC5 / XC4)2 .
Сопротивление емкостей определяются по формулам:
и 
.Сопротивления индуктивностей XLк=XCк+XCн и XLн=XCн. Полоса пропускания контура на уровне –3 дБ равна П=fср/Qни его КПД к =1Qн /Qхх, где Qхх100200. Когда расчет дает большие значения емкостей конденсаторов C1и C2, их можно уменьшить, снизив добротность Qн, если это допустимо. Ограничивает значения Qн снизу требование к форме напряжения на транзисторе. Ухудшение фильтрации высших гармонических напряжения на нагрузке может стать причиной снижения выходной мощности и электронного КПД усилителя. В рассматриваемой схеме легко реализуют требуемые реактивные составляющие сопротивления zк. Когда Xк0, то на нужную величину меняют емкость конденсатора Ск, расстраивая контур в сторону нижних частот. При Xк0 в разрыв цепи включают нужную индуктивность.
Когда два усилителя связаны между собой цепью, соединяющей коллектор возбуждающего каскада с входным электродом возбуждаемого усилителя, сопротивление источника принимают равным rк возбуждающего каскада.
Напряжение питания коллектора иногда подают в точку соединения индуктивности WL1, WL2, где шунтируемое блокировочным дросселем сопротивление zфRф значительно больше, чем малое сопротивление rн (ХLбл10Rф). Напряжение питания Ек приложено к разделительному конденсатору Сбл почти полностью, поскольку его сопротивление утечки много больше сопротивления потерь фидерной линии на постоянном токе.
Входная согласующая цепь. Источник возбуждения представляет здесь генератор напряжения Uв с амплитудой, вдвое большей, чем амплитуда падающей волны во входном фидере, и внутренним сопротивлением, равным волновому сопротивлению фидера. Входное сопротивление согласующей цепи в точках включения источника напряжения должно равняться волновому сопротивлению фидера. Таким образом и здесь необходимо согласовать малое сопротивление rвх с сопротивлением Wф или сопротивлением rк возбуждающего транзистора. СЦ трансформирует входное сопротивление транзистора zвх=rвх+ixвхв нагрузочное сопротивление RфZф входного фидера, которое рассматривают как внутреннее сопротивление источника возбуждения. В пределах диапазона частот, как указано выше, коэффициент усиления транзистора и его входное сопротивление меняются в небольших интервалах. Входную цепь строят неперестраиваемой, а изменение коэффициента усиления по диапазону корректируют регулировкой уровня сигнала на входе усилителя. Как и для нагрузочной цепи, во входной цепи необходимо согласовать высокое волновое сопротивление фидера с низким входным сопротивлением транзистора. Аналогично строится и сама цепь. Она включает в себя два контура: апериодический фидерный и резонансный входной. Это позволяет сохранить для входных цепей тот же порядок расчета, что и для выходных.
Во входной цепи транзистора для улучшения временной зависимости коллекторного тока и приближения ее к гармонической принято включать параллельно входу прибора добавочный резистор Rдоб. Он ослабляет нестационарный процесс при переключении перехода эмиттер-база из запертого состояния в открытое. Обычно входная цепь имеет полное сопротивление много меньше, чем добавочный резистор Rдоб. Его при проектировании допустимо не учитывать.
Цепи питания. Они являются частью нагрузочных и согласующих цепей. В транзисторных усилителях применяют схемы параллельного питания, что возможно во всех диапазонах вследствие малости нагрузочных сопротивлений твердотельных приборов. Питание базовой цепи мощного транзистора от общего с коллекторной цепью источника может оказаться невыгодным при малом коэффициенте усиления тока. Блокировочные элементы параллельных цепей питания имеют такие значения: XСбл=(0,05–0,10)Rф; XLбл=(10–20)RЭ.
5. Проектирование синтезаторов с импульсно-фазовой автоподстройкой частоты
В современных ТВ передатчиках достаточно часто используют цифровые синтезаторы (DDS) для получения промежуточных частот в диапазоне 3040 МГц с шагом сетки частот в 1 Гц. Для формирования гетеродинных частот применяют синтезатор с импульсно-фазовой автоподстройкой частоты (ИФАПЧ). Для работы в диапазоне частот требуется шаг сетки частот в 8 МГц, что соответствует сдвигу несущих частот в соседних каналах. На самом деле шаг сетки частот делают меньше, например Δfс=0,10,25 МГц, но используют только нужные колебания. Существует необходимость в небольших смещениях несущих частот радиостанций, которые работают в разных регионах на одинаковых каналах.
Исходные данные для расчета: в качестве диапазона частот для синтезатора выбирается ТВ диапазон, в котором работает передатчик; шаг сетки частот выбирается равным 0,1 МГц; частота генератора опорной частоты (ГОЧ) выбирается равной 5 или 10 МГц.
В процессе курсового проектирования необходимо рассчитать величину частоты среза кольца ИФАПЧ F′, время перестройки синтезатора Δtпер, RC-фильтр (построить частотную характеристику RC-фильтра и определить число звеньев), делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и найти в интернете для выбранного диапазона частот выпускаемый промышленно генератор, управляемый напряжением (ГУН),.
На рисунке 4 приведена функциональная схема синтезатора с ИФАПЧ.
Рис.4. Схема синтезатора с ИФАПЧ
Генератором радиочастоты является ГУН: генератор, управляемый напряжением, в контур которого включен управляющий элемент (УЭ) – варикап или другая емкость, регулируемая напряжением uупр. Из колебаний частоты ГУН (как правило, гармонических) на выходе преобразователя «синусоида–импульс» получают последовательность коротких импульсов (в идеале, дельта-импульсов), частота следования которых равна выходной частоте ГУН. Частоту этой последовательности делят в ДПКД в NДПКД раз и подают получившуюся последовательность импульсов на вход импульсно-фазового детектора (ИФД). Перестройку ДПКД обеспечивает микроконтроллер (МК).
На другой вход ИФД подают последовательность синхронизирующих импульсов, полученных с ГОЧ (кварцевого автогенератора) после деления его частоты в делителе с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) NДФКД. Частоту, с которой следуют импульсы с ДФКД, называют частотой сетки синтезатора fс.
Напряжение на выходе ИФД пропорционально разности фаз сигналов с ДПКД и ДФКД. В стационарном состоянии синтезатора напряжение на выходе ИФД должно быть постоянным. Это возможно только тогда, когда частота следования импульсов с ДПКД тоже равна fс. Только в случае равенства частот следования импульсов на входах ИФД возможна постоянная разность фаз между ними. Выходное напряжение ИФД после усиления и фильтрации в фильтре нижних частот (ФНЧ) подают как uупр на УЭ. В зависимости от величины uупр меняется емкость УЭ, которая входит в контур АГ и изменяет его частоту.
В установившемся режиме синтезатора выполняется соотношение:
(1)Пример. Разработать синтезатор частот диапазона 925–960 МГц с сеткой частот через 100 кГц. Частота ГОЧ – 5 МГц.
1. Находим диапазон коэффициентов деления NДПКД:
2. Определяем коэффициент деления NДФКД:
В таком синтезаторе можно получить частоты 925; 925,1; 925,2;…; 959,8; 959,9; 960 МГц – всего 351 дискретную частоту. Перестройку частот производят переключением коэффициента деления NДПКД.
Основные характеристики синтезатора с ИФАПЧ получают из уравнения кольца ИФАПЧ. Синтезатор с ИФАПЧ является системой автоматического управления с замкнутым кольцом. Во временной области отклонение частоты ГУН от номинального значения
определяет начальное отклонение частоты 
и частотный сдвиг
, вносимый в ГУН УЭ:
(2)Установим связь между
и . Отклонение частоты вызывает отклонение фазы колебаний АГ:
(3)Так как фаза колебаний ГУН и его частота связаны между собой интегральным соотношением (3), для удобства анализа представим уравнение кольца ИФАПЧ в операторном виде. Итак, используя оператор Лапласа p, получаем:
(3')
(2')Отклонение фазы напряжения на выходе ДПКД равно:
(4)Это изменение фазы вызывает следующее изменение напряжения на выходе ИФД:
(5)Как было сказано, напряжение uИФД определяется разностью фаз последовательностей импульсов, поступающих с ДПКД и ДФКД (рис.5).
Рис.5. Временные диаграммы напряжений на входах ИФД
Обычно ИФД имеют линейную характеристику с постоянной крутизной SИФД (рис.6). Величина uИФДmax зависит от используемых логических схем (в пределах 2–5 В), так что крутизна SИФД определяется выражением:
Изменение напряжения на управляющем элементе равно:
(6),где
, 
– коэффициенты передачи усилителя напряжения и ФНЧ.Напряжение
вызывает изменение расстройки
, вносимой в контур ГУН:
(7)
Рис.6. Характеристика ИФД
Крутизна
имеет размерность Гц/В и зависит от частоты ГУН, поскольку управление им нелинейно.Подставив (7), (6), (5) и (4) в (2′), получаем основное уравнение синтезатора с ИФАПЧ:
(8).Обозначим в (8) коэффициент передачи разомкнутого кольца ИФАПЧ (разрыв происходит на линии ГУН–УЭ, рис.4):
Величина частоты среза кольца ИФАПЧ равна:
Тогда
(9).Перейдем к исследованию частотных характеристик синтезаторов с ИФАПЧ, исключив для упрощения ФНЧ. Для этого положим
.Если на частоту ГУН действует помеха с угловой частотой
, реакцию кольца ИФАПЧ находим, подставляя в (9) 
:
(10),причем
или 
.Если использовать для F логарифмическую шкалу, получим следующую зависимость коэффициента передачи от lgF (рис.7).
Рис.7. Коэффициент передачи разомкнутого кольца ИФАПЧ
В логарифмическом масштабе коэффициент передачи разомкнутого кольца ИФАПЧ без ФНЧ – прямая с наклоном 20 дБ/декада, где под декадой понимают изменение частоты помехи в 10 раз. Это классическая зависимость коэффициента передачи
систем автоматического управления первого порядка. Наклон частотной характеристики обусловлен тем, что регулирующий фактор – фаза – связан интегральным соотношением с регулируемым параметром – частотой.На частоте среза F′ отклонение частоты будет ослаблено кольцом ИФАПЧ в
раз (на 3 дБ). На частотах F>F кольцо не подавляет флуктуации частоты ГУН. Эффективное подавление в 10 и более раз происходит на частотах ниже F′/10. На частоте F′/10 на 20 дБ, увеличиваясь с каждой декадой еще на 20 дБ. Поэтому зону частот ниже F′/10 называют полосой эффективного регулирования синтезатора (на рис.7 заштрихована).При перестройке ГУН с одной частоты на другую (F=0) кольцо ИФАПЧ полностью компенсирует расстройку.
Изменение энергетического спектра ГУН, охваченного кольцом ИФАПЧ, иллюстрирует рис.8. В полосе эффективного регулирования наблюдается заметное сужение спектральной линии.
Рис.8. Сжатие спектральной характеристики АГ, охваченного кольцом ИФАПЧ
Продолжим рассматривать пример синтезатора диапазона 925…960 МГц с fс=100 кГц, определим для него
.Напомним, что
. Размах напряжения 
позволяет вести перестройку частоты в диапазоне:
Среднее значение крутизны ГУН
Частота
.
.Следовательно, полоса эффективного регулирования составляет 60 Гц.
Теперь перейдем к исследованию переходных характеристик синтезатора с ИФАПЧ.
Н
аличие в кольце ИФАПЧ инерционного интегрирующего звена приводит к появлению запаздывания в работе синтезатора. При выключенном ФНЧ, подставив в выражение (9) KФНЧ и заменив оператор p на d/dt, получаем:
(11)Рассмотрим случай перестройки синтезатора с одной частоты на другую, например, на
. Тогда:
(12),и
.Временная зависимость переходного процесса показана на рис.9.
Рис.9. Установление частоты в ГУН
Время перестройки синтезатора
можно оценить из соотношения 
или
. В рассмотренном ранее примере
Полученные соотношения показывают, что с уменьшением частоты сетки сужается зона эффективного регулирования и возрастает время переходного процесса. Поэтому при построении синтезаторов с мелкой сеткой используют более сложные структуры, чем схема на рис.4. Мелкую сетку получают в отдельном синтезаторе, а потом вводят ее в основное кольцо с помощью смесителей.