Понеаснни. Моделирование систем связи в matlab
 Скачать 2.78 Mb.
|
|
1.6 Дифференциальная фазовая манипуляция DPSK Альтернативной формой двухуровневой PSK является дифференциальная PSK (differential phase-shift keying – DPSK), пример которой приведен на рисунке 1.5. В данной системе двоичный ноль представляется сигнальным пакетом, фаза которого совпадает с фазой предыдущего посланного пакета, а двоичная единица представляется сигнальным пакетом с фазой, противоположной фазе предыдущего пакета. Такая схема называется дифференциальной, поскольку сдвиг фаз выполняется относительно предыдущего переданного бита, а не относительно какого-то эталонного сигнала. Рисунок 1.5 – Пример модуляции BDPSK Само название – дифференциальная фазовая манипуляция – требует некоторого пояснения, поскольку со словом «дифференциальный» связано два различных аспекта процесса модуляции/демодуляции: процедура 2 1.5 1 0.5 0 -0.5 -1 4 3 2 1 0 -1 -2 -3 -4 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 21 кодирования и процедура обнаружения. Термин «дифференциальное кодирование» употребляется в том случае, когда передаваемая информация представляется не сигнальными посылками, а изменениями между последовательными сигнальными посылками. Термин «дифференциальное обнаружение» сигналов в дифференциальной модуляции PSK (именно в этом значении обычно используется название DPSK) связан со схемой обнаружения, которая зачастую относится к некогерентным схемам, поскольку не требует согласования по фазе с принятой несущей. Стоит отметить, что дифференциально кодированные сигналы иногда обнаруживаются когерентно. В некогерентных системах не предпринимаются попытки определить действительное значение фазы поступающего сигнала. Следовательно, если переданный сигнал имеет вид 0 2 (cos ) i E s t T , 0 ≤ t ≤ T (1.19) то принятый сигнал можно описать следующим образом 0 2 ( ) cos[ ( ) ] ( ) i E r t t t n t T , 0 ≤ t ≤ T, i = 1,…,M (1.20) Здесь α – произвольная константа, обычно предполагаемая случайной переменной, равномерно распределенной между нулём и 2π, а n(t) – процесс AWGN. С точки зрения помехозащищенности, схема DPSK менее эффективна, чем PSK, поскольку в первом случае, вследствие корреляции между сигналами, ошибки имеют тенденцию к распространению (на соседние времена передачи символов). Стоить помнить, что схемы PSK и DPSK отличаются тем, что в первом случае сравнивается принятый сигнал с идеальным опорным, а во втором – два зашумленных сигнала; из-за чего при использовании DPSK следует ожидать вдвое (на 3 дБ) большей вероятности ошибки, чем в случае PSK. Ухудшение качества передачи происходит довольно быстро с уменьшением отношения сигнал/шум. Преимуществом схемы DPSK можно назвать меньшую сложность системы. 1.7 Вероятность ошибки при некогерентном обнаружении сигнала BDPSK Сигналы в канале иногда инвертируются; например, при использовании когерентного опорного сигнала, генерируемого контуром ФАПЧ, фаза может быть неоднозначной. Если фаза несущей была 22 инвертирована при использовании схемы DPSK это скажется на сообщении следующим образом: поскольку информация сообщения кодируется подобием или отличием соседних символов, единственным следствием может быть ошибка в бите, который инвертируется, или в бите, непосредственно следующим за инвертированным. Точность определения подобия или отличия символов не меняется при инвертировании несущей. Вероятность появления ошибочного бита при некогерентном обнаружении сигналов в дифференциальной модуляции PSK (DPSK) дается выражением (1.21) [2]. 0 1 exp 2 b b E P N (1.21) 1.8 Сигналы MPSK и их векторное представление Когерентная М-позиционная фазовая манипуляция (M-ary phase shift keying – MPSK) – это хорошо известный метод, позволяющий сузить полосу частот, занимаемую передаваемым сигналом. Здесь используется не бинарный алфавит с передачей одного информационного бита за период передачи канального символа, а алфавит из М символов, что позволяет передавать I = log 2 M битов за каждый символьный интервал. Поскольку использование М-позиционных символов в k раз повышает скорость передачи информации при той же полосе пропускания, то при фиксированной скорости применение М-позиционной PSK (M-PSK) сужает необходимую полосу пропускания в k раз. На рисунке 1.6 показаны наборы сигналов MPSK для М = 2, 4, 8 и 16. На рисунке 1.6, а видим бинарные (k=l, M=2)антиподные векторы s 1 и s 2 , угол между которыми равен 180°. Граница областей решений разделяет сигнальное пространство на две области. На рисунке также показан вектор шума n, равный по амплитуде сигналу s. При указанных направлении и амплитуде вектора шума его амплитуда является минимальной, когда детектор может допустить символьную ошибку. На рисунке 1.6, б видим четырех позиционные (k = 2, М = 4) векторы, расположенные друг к другу под углом 90°. Границы областей решений (на рисунке изображена только одна) делят сигнальное пространство на четыре области. Здесь также изображен вектор шума n (начало – в вершине вектора сигнала, направление перпендикулярно ближайшей границе областей решений), являющийся вектором минимальной энергии, достаточной, чтобы детектор допустил символьную ошибку. Отметим, что вектор шума минимальной энергии на рисунке 1.6, б меньше вектора шума на рисунке 1.6, 23 а, что свидетельствует о большей уязвимости 4-х позиционной системы к шуму, по сравнению с бинарной (энергии сигналов в обоих случаях взяты равными). Рисунок 1.6 – Наборы сигналов MPSK для М = 2, 4, 8, 16 Изучая рисунок 1.6, в, г, можно отметить следующую закономерность. При многофазной передаче сигналов по мере роста величины М на сигнальную плоскость помещается все больше сигнальных векторов. По мере того как векторы располагаются плотнее, для появления ошибки из-за воздействия шума требуется все меньшая его энергия. Кроме того, рисунок позволяет взглянуть на природу компромиссов при многофазной передаче сигналов. Размещение большего числа векторов сигналов в сигнальном пространстве эквивалентно повышению скорости передачи данных без увеличения системной ширины полосы (все векторы ограничиваются одной и той же плоскостью). Другими словами, повышается эффективность использования полосы за счет увеличения вероятности ошибки. На рисунке 1.6, а – г наибольшая вероятность ошибки будет при М = 16. Если увеличивать интенсивность сигнала, показанного на рисунке 1.6 г минимальное расстояние от вершины вектора сигнала до линии решений станет равным размеру вектора шума на рисунке 1.6, а. Таким образом, для многофазной системы по мере роста М можно увеличивать скорость передачи в фиксированной полосе частот либо за счет повышения вероятности ошибки, либо за счет увеличения отношения E b /N 0 . На векторных диаграммах, изображенных на рисунке 1.6 для различных значений М, все векторы имеют одинаковую амплитуду. Это равносильно утверждению, что сопоставление различных схем выполняется при фиксированном отношении E s /N 0 , где E s – энергия символа. Сравнительные схемы можно сделать и при фиксированном отношении E b /N 0 , в этом случае амплитуды векторов будут увеличиваться с ростом M. При M = 4, 8 и 16 амплитуды векторов будут, соответственно, в 2 , 3 и 2 ЛР ЛР Линия решений (ЛР) n s 1 s 2 s 3 s 1 s 2 s 4 n n М = 2 М = 4 М = 8 М = 16 а) б) в) г) ЛР n 24 раза больше векторов для случая М = 2. Как и в предыдущем случае, с ростом М будет усиливаться восприимчивость к шуму, но она не будет такой явной, как на рисунке 1.6. 1.9 Вероятность символьной ошибки для модуляции MPSK Для больших отношений сигнал/шум вероятность символьной ошибки Р S (М) ДЛЯ равновероятных сигналов в М-позиционной модуляции PSK с когерентным обнаружением можно выразить как [2] 2 ( ) 2 sin S S E P M Q No M (1.22) где Р s (М)— вероятность символьной ошибки, E s = E b (log 2 M)— энергия, приходящаяся на символ, М = 2 к — размер множества символов. Зависимость Р S (М) ОТ E b /N 0 ДЛЯ передачи сигналов MPSK с когерентным обнаружением показана на рисунке 1.7. Рисунок 1.7 – Вероятность символьной ошибки для многофазной передачи сигналов с когерентным обнаружением. 25 Вероятность символьной ошибки для дифференциального когерентного обнаружения M-позиционной схемы DPSK (для больших значений E b /N 0 )выражается подобно тому, как это было приведено выше 0 2 ( ) 2 sin 2 S S E P M Q N M (1.23) 1.10 Квадратурная амплитудная модуляция M-QAM Квадратурную амплитудную модуляцию (quadrature amplitude modulation – QAM) можно считать логическим продолжением QPSK, поскольку сигнал QАМ также состоит из двух независимых амплитудно- модулированных несущих (рис. 1.8). Каждый блок из k бит можно разделить на два блока из k/2бит, подаваемых на цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП), которые обеспечивают требующееся модулирующее напряжение для несущих. В приемнике оба сигнала детектируются независимо с помощью согласованных фильтров. Передачу сигналов, модулированных QAM, можно также рассматривать как комбинацию амплитудной (amplitude shift keying – ASK) и фазовой (phase shift keying – PSK) манипуляций, откуда альтернативное название амплитудно-фазовая манипуляция (amplitude phase keying – АРК). И наконец, ее можно считать двухмерной амплитудной манипуляцией, откуда еще одно название – квадратурная амплитудно- фазовая манипуляция (quadrature amplitude-phase shift keying – QAPSK). Σ ФНЧ ФНЧ ( ) x t ( ) y t ( ) s t 0 cos t 0 sin t ) а ) б Рис. 1.8 Схема модуляции QAM: а) 16-ричное пространство сигналов; б) канонический модулятор QAM 26 На рисунке 1.8, а показано двухмерное пространство сигналов и набор векторов сигналов, модулированных 16-ричной QAM и изображенных точками, которые расположены в виде прямоугольного множества. На рисунке 1.8, б показан канонический модулятор QAM [8, 12]. Вероятность появления битовой ошибки при модуляции M-QAM, где M = 2 k и k – четное, выражается следующим образом [3] 1 2 2 2 0 2 3 log 2(1 ) log 1 b B E L L P Q L N L (1.24) Здесь Q(x) определено в формуле (1.13), a L представляет количество уровней амплитуды в одном измерении. Предполагается, что при отображении последовательности log 2 L бит в L-позиционный символ используется код Грея. Для неортогональных схем, таких как MPSK, часто используется код преобразования бинарных символов в М-позиционные, такие, что двоичные последовательности, соответствующие соседним символам (сдвигам фаз), отличаются единственной битовой позицией; таким образом, при появлении ошибки в М-позиционном символе высока вероятность того, что ошибочным является только один из k прибывших битов. Рисунок 1.9 – Области решения в пространстве MPSK: а) в бинарной кодировке; б) в кодировке Грея Кодом, обеспечивающим подобное свойство, является код Грея (Gray code). На рисунке 1.9 показано распределение битов по символам с использованием кода Грея для восьмеричной схемы PSK. Можно видеть, что соседние символы отличаются одним двоичным разрядом. Следовательно, вероятность появления многобитовой ошибки при ошибке в одном символе значительно меньше, по сравнению с некодированным распределением 001 000 111 110 100 011 010 110 001 000 100 101 110 010 011 111 а) б) 27 битов, показанным на рисунке 1.9. Реализация кода Грея представляет один из редких случаев в цифровой связи, когда определенная выгода может быть получена без сопутствующих недостатков. 1.11 Замирания вследствие многолучевого распространения В системах мобильной радиосвязи сигнал может передаваться от передатчика к приемнику по множеству путей. Это явление, называемое многолучевым распространением (multipath propagation), может вызвать флуктуации амплитуды, фазы и угла прибытия полученного сигнала, что определило название замирание вследствие многолучевого распространения. Если преобладает незамирающий компонент сигнала, распространяющийся вдоль линии прямой видимости между антеннами, огибающая замирания описывается функцией плотности вероятности Райса 2 2 0 0 0 0 0 2 2 2 0 0 exp для 0, 0 ( ) 2 0 для других , r A r r A I r A p r r A (1.25) где: r 0 – амплитуда огибающей релеевского замирания; σ 2 – средняя мощность многолучевого сигнала до обнаружения; А – максимальное значение незамирающего компонента сигнала, называемого зеркальным компонентом; I 0 (f) –модифицированная функции Бесселя первого рада нулевого порядка. Распределение Райса часто записывают через параметр К, который определяется как отношение мощности зеркального компонента к мощности многолучевого сигнала. Математически это записывается как 2 2 2 А К (1.26) При приближении к нулю амплитуды зеркального компонента функция плотности вероятностей Райса стремится к функции плотности вероятности Релея, имеющей следующий вид 2 0 0 0 2 2 0 0 для 0 ( ) exp 2 0 для других r r r p r r (1.27) 28 Замирание называется Релеевским, если имеется большое число многократно отражающихся лучей и нет компонента сигнала вдоль луча обзора; огибающая такого сигнала статистически описывается с помощью релеевской функции плотности вероятности. Иными словами, статистики замирания распределены по Релею, если путь распространения вдоль луча обзора блокирован, в противном случае имеем распределение Райса. Помимо параметра К замирания характеризуются задержкой распространения и доплеровским смещением частоты. Эффект Доплера – отклонение частоты, воспринимаемой приемником, от частоты, переданной передатчиком, которое возникает вследствие относительного движения передатчика и приемника. Если пренебречь эффектами второго и более высоких порядков, смещение частоты равно 0 Vf f c (1.28) где: V – относительная скорость (положительная, если расстояние между приемником и передатчиком сокращается); f 0 –номинальная частота передачи; с – скорость света. 1.12 Реальные амплитудные и фазовые характеристики передающих устройств Во многих системах связи используются нелинейные элементы, имеющие нелинейные характерстики. Например, в большинстве спутниковых систем связи мощность сигнала существенно ограничена, и преодоление неэффективности, которая связана с каскадами линейного усиления мощности, весьма затратно в финансовом плане; по этим причинам многие спутниковые ретрансляторы используют нелинейные усилители мощности, в которых эффективное усиление сигнала осуществляется через нелинейную амплитудную характеристику рабочего элемента. Нелинейные устройства применяются не только в спутниковых, но и в радиорелейных, сотовых и прочих системах радиосвязи, поэтому рассмотрение влияния нелинейности на модулированный сигнал весьма важно. Из негативных последствий нелинейного усиления выделим два: Преобразование амплитудной модуляции в амплитудную модуляцию (AM-to-AM conversion) – явление, обычное для нелинейных устройств – усилителей мощности независимо от их реализации (транзисторные, на лампах бегущей волны). На выходе такого устройства любые флуктуации огибающей сигнала (амплитудная модуляция) подвергаются нелинейному преобразованию и приводят к искажению 29 амплитуды на выходе устройства. Следовательно, работа усилителя мощности в нелинейной области не будет оптимальным выбором усиления мощности для схемы, основанной на модулировании амплитуды (такой, как QAM). Переход амплитудной модуляции в фазовую (АМ-to-PM conversion) – это еще одно явление, общее для нелинейных устройств. Флуктуации в огибающей входного сигнала приводят к изменению фазы выходного сигнала, которые могут повлиять на достоверность передачи при использовании любой схемы, основанной на модулировании фазы (такой как PSK или QAM). Рисунок 1.10 – Пример зависимостей, характерных для нелинейных усилителей Соотношения (1.29) и (1.30), а также рисунок 1.10 иллюстрируют примеры реальных зависимостей амплитуды и фазы выходного сигнала от амплитуды входного сигнала при нелинейном усилении / 2 2 ( ) 1 AM AM u F u u (1.29) 2 / 2 2 ( ) 6 1 AM PM u F u u (1.30) |