ИБП. реф. Список принятых сокращений

• Название: Список принятых сокращений
• Дата: 11.02.2020
• Размер: 2.61 Mb.
• Имя файла: реф.docx
• Тип: Документы; #108014
• страница: 11 из 24

Электрические нагрузки сетевого оборудования узла связи резервируемого от системы электропитания постоянного тока сведены в таблицу 2.2.
Таблица 2.2 – Электрические нагрузки, резервируемые от системы электропитания постоянного тока

	Наименование	Кол-во,	Общая	Уровень	Суммарная
№	оборудования	(шт)	мощность,
				напряжения, (В)	сила тока, (А)
			(кВт)
1	Коммутатор	4	3840	48	80
	распределяющий
2	Коммутатор	10	480	48	10
	сетевой
	Всего:	14	4320	48	90

53

Дополнительные электрические нагрузки узла связи сведены в
таблицу 2.3.
Таблица 2.3 – Дополнительные электрические нагрузки узла связи

	Наименование	Полная
		потребляемая	Уровень	Коэффициент мощности,
№	потребителя
		мощность,	напряжения, (В)	(cosφ)
		(кВА)
	Система	5,1	220	0,7
1	кондиционирования
	и вентилирования
	Общие	11	220	0,8
2	хозяйственные
	нужды
3	Аварийное	1,1	220	1
	освещение
	Всего:	17,2	220

Мощность потребления, нагрузки системы бесперебойного питания переменного тока находим по формуле:

РН U Н I Н220265720Вт.

(2.1.3)

Выходную мощность ИБП находим с помощью выражения (3.3) [31]:

SВыхИБП		k k И РН		1,2  1 5720			 8075 ВА,		(2.1.4)
					0,85
		 Н

где Р_Н – максимальная мощность потребления нагрузки (активная), Вт; ψ_Н–коэффициент мощности нагрузки;
k_α–коэффициент увеличения пускового тока нагрузки; k_И–коэффициент загрузки среднестатистический.
Оценим входную мощность ИБП с помощью соотношения (3.4) [31]:


54

SВхИБП			PИБП РЗАР					5720  660	 83339  83350 ВА,	(2.1.5)
								0,85  0,9
				ИБП		ИБП

где ψ_ИБП = 0,85 – коэффициент мощности ИБП;
η_ИБП= 0,9–коэффициент полезного действия ИБП;
Р_ЗАР≈ 0,1⋅ Р_ИБПmax= 0,1⋅6600 = 660Вт–максимальная мощностьзаряда аккумуляторных батарей;
Р_ИБПmax–максимальная мощность ИБП.
Активная P_ВхИБП и реактивная Q_ВхИБП составляющие мощности потребления ИБП составляют величины:

PВхИБП



PИБП РЗАР



5720  660

 7090 Вт,

(2.1.6)

0,9

ИБП

S ВхИБП2PВхИБП2

QВхИБП 

 83502  70902 =4410 ВАР.

(2.1.7)

2.1. Расчёт инвертора

• 
  схеме инвертора на рис. 2.4 напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору, определяется напряжением источника питания. В нашем случае, это разрядное устройство (РУ), на базе непосредственного
  

преобразователя напряжения повышающего типа с питанием от аккумуляторной батареи с максимальным напряжением U_АБ = 130 В.
Максимальное напряжение на выходе РУ равно 300 В т. о. максимальное напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору равно U_dmax= 300В.С учетом возможности подключения от сети черезвыпрямитель окончательно принимаем U_dmax = 341 В.
Максимальный ток, протекающий через транзистор, определяем выражением [14]:

55

IVT max

PН





тр



ф

U

вых .и

(2.2.1)



I НU Н

30 

220



 41,8 А,

 трфU dmin2UVT

0,98  0,96

170  2,1

где 2ΔU_VT = 2,1 В – падение напряжения на транзисторах инвертора; η_тр–кпд трансформатора; η_ф–кпд фильтра;
– минимальное напряжение прикладываемое к закрытым
транзисторам;
η_тр= 0,98; η_ф= 0,96;
U_dmin= 170В; U_Н= 220В;

_{IН }^PВхИБП_⁷⁰⁹⁰_₃₀_А.


U _Н 220
Током намагничивания трансформатора можно пренебречь (единицы процентов от тока нагрузки).

• 
  учётом коэффициента загрузки не превышающего 70% по всем
  

параметрам выбираем IGBT транзистор IXGE200N60B с параметрами [20]:
U_КЭ= 600В; I_К= 160А; U_ЗЭ= 20В; I_К0= 200мкА;
t_вкл= 60⋅10^-9с; t_выкл= 200⋅10^-9с; Q_з= 350нКл; C_iss= 680пФ= 680⋅10^-12Ф.

• 
  инверторе, работающем на активно-индуктивную нагрузку,
  

возникает необходимость возврата реактивной энергии нагрузки. Обратные диоды обеспечивают её возврат в конденсатор входного фильтра и формирование нулевых пауз в выходном напряжении инвертора. Максимальное напряжение прикладываемое к диодам U_VDmax = 341 В, а максимальное значение тока I_VDmax ≤ I_VTmax.
Выбираем диод T85HFL60 фирмы VISHAY с параметрами:
U_обр= 600В; I_пр= 85А; f_max= 100кГц; t_вост= 200⋅10^-9с.


56
Инвертор без RCD – цепей на активно-индуктивную нагрузку имеет большие динамические потери, как при включении, так и при выключении, так как по ключам протекает максимальный ток при напряжении на них равном напряжению источника питания.
Для обеспечения нормального теплового режима работы ключей необходимо определить мощность потерь в ключах (транзисторах и обратных диодах).
Суммарные потери в транзисторах при синусоидальной модуляции выходного напряжения складываются из статических и динамических в коллекторной цепи транзистора и потерь в цепи его управления.
Статические потери складываются из мощности потерь при открытом и закрытом состояниях [18].

P

 I 2



1



 cos 2

 r

U

 I

 в 



VT

VT max

VTстат

VT max



8

VTдиф

 2



2



1

1 cos 30 2

 41,8







 0,13  0,3  41,8  0,46  7,4 Вт,

2

8





гдеUVT

= 0,3 В – прямое падение напряжения на

IXGE200N60B;

(2.2.2)

транзисторе

• 
  = 0,46 – коэффициент, зависящий от глубины модуляции и угла сдвига между напряжением и током;
  

µ= 1–глубина модуляции;

• 
  = 30⁰ – угол сдвига между напряжением и током;
  

r_VTдиф= 0,013Ом–дифференциальное сопротивление.

• 
  закрытом состоянии, потери много меньше и ими можно пренебречь.
  

Мощность динамических потерь без учёта формирования пауз на переключение, достигает значительных величин и при линейной аппроксимации траектория переключения определяется по формуле [18]:


57

P



U dp maxI кдоп t вкл



U dp maxI кдоп tвыкл



VTдин

2  TM

2 TM

(2.2.3)

220  160  0, 06  10 6

220  160  0, 2 106





 45,8 Вт,

2  10 4

2 104

где Т_М = 10^-4 с – период частоты преобразования;
U_dpmax= 220В–наибольшее рабочее напряжение на входе инвертора.
Найдём статические потери в диодах обратных цепей [18].

P

 I 2



 1



 cos

2

 r

U

 I

 а 



VD

VD max

VDстат

VD max

8



VDдиф

 2



(2.2.4)



1

1 cos

30 2

2

3



41,8







 2,7  10

 0,9

 41,8  0,19

 7,5 Вт,

2

8





где U_VD= 0,9В–прямое падение напряжения на диоде;

• 
  = 0,19 – коэффициент зависящий от глубины модуляции и угла сдвига между напряжением и током;
  

• 
  = 1 – глубина модуляции;
  

• 
  = 30⁰ – угол сдвига между напряжением и током;
  

r_VDдиф= 2,7⋅10^-3Ом–дифференциальное сопротивление.
Динамические потери

P



1

 U

 Q

 f



1

 220  0,3  106

 1  104

 0,165 Вт,

(2.2.5)

dp max

M

VDдин

4

VD

4

где Q_VD – заряд восстановления диода равный 0,3⋅10^-6 Кл.
Суммарные потери в ключе

P  P	 P	 P	 P	 7, 4  45,8  7,5  0,165  60,87 Вт.	(2.2.6)
ПVTстат	VTдин	VDстат	VDдин

Уменьшение динамических потерь достигают включением в коллекторную цепь индуктивности шунтированной обратным диодом с последовательно включенным стабилитроном, ускоряющим процесс вывода энергии из индуктивности.

58
Минимум потерь выполняется при условии [15]:

L 	Ud max		 t вкл		2		341	 0,06  106 	2	 0,109 мкГн.	(2.2.7)
					9		41,8		9
	I	к max

Выбираем два дросселя Д17-1 включенных параллельно, обмотки дросселей так же включены параллельно. При этом параметры дросселя изменяются: индуктивность уменьшается в 4 раза, ток увеличивается в 2 раза.
Параметры дросселя Д17-1 для одной обмотки:
L = 0,012мГн; I = 25А; U = 15В; R = 0,015Ом.
При параллельном соединении двух обмоток L = 0,003 мГн; I = 50 А, при параллельном соединении двух таких дросселей L = 0,0008 мГн; I = 100А.
Для двух параллельных дросселей:
L ≈ 0,1⋅10^-6Гн; I = 100А, f_max= 100кГц; R = 0,015Ом.
Диод в цепи шунтирования выбираем 2Д2990А в количестве 3 штук в параллельном включении. Параметры диода следующие:
U_обр= 600В; I_пр= 20А; f_max= 200кГц; t_вост= 0,15⋅10^-6с.
Для трёх параллельных диодов:
U_обр= 600В; I_пр= 60А.
Определим мощность стабилитрона в шунтирующей цепи. Она
определяется энергией накопленной в индуктивности [14, 16, 17].

P	L  I 2	 f			0,1  10 6  41,82	 10 4 1 Вт.		(2.2.8)
			M
стаб	2			2

Выбираем стабилитрон Д815А с параметрами:
U_ст= 5,6В; I_ст.max= 1.4А; P = 5Вт.

59

Для уменьшения динамических потерь при его выключении и защиты от перенапряжения используют RCD – цепь (снабберная цепь). Суммарные потери в транзисторе и RCD – цепи зависят от величины ёмкости конденсатора. При отношении времени заряда конденсатора до напряжения источника питания ко времени выключения транзистора, равном 2/3, наблюдается минимум динамических потерь. Величина ёмкости конденсатора определяется как [14, 6, 17]:

2  I

K

 t

выкл

2  41,8  0,2 106

C 



 5,45 109

Ф.

(2.2.9)

9

 Ud max

9 341

Выбираем конденсатор типа К78-2 с ёмкостью C = 5,6 нФ и напряжением U_cном = 1000 В.
Диод, включенный последовательно с конденсатором, выбираем из условия максимального импульсного зарядного тока конденсатора, который равен коллекторному току транзистора и обратного напряжения прикладываемого к диоду, равному напряжению питания.
Выбираем диод 2Д230Б со следующими параметрами:
U_обр.max= 600В; I_имп= 60А; t_вост= 0,5⋅10^-6с.
Сопротивление зарядного резистора определяем из условия ограничения тока заряда конденсаторов RCD – цепей на уровне максимально допустимого импульсного коллекторного тока транзистора при коммутации ключей стойки инвертора, работающей на повышенной частоте в режиме холостого хода при максимальном U_П. В данной схеме ток ограничивается индуктивностью на уровне тока нагрузки, поэтому зарядный резистор не нужен.
Разряд конденсатора происходит при открытом транзисторе длительность включенного состояния можно определить, как [14]:

	tимп	.	(2.2.10)
	TM
			60

При многократной модуляции с широтно-импульсным регулированием по синусоидальному закону γ изменяется от 0 до 1.
Величину перенапряжения определяем как [14]:

2  0,5  I

K

 t

выкл

2  0,5  41,8  0, 2

106

U





165 В.

(2.2.11)

VT

9  C

9  5, 6 109

Конденсатор RCD – цепи в этом случае дозаряжается до напряжения источника питания.
Найдём сопротивление разрядного резистора [14]:

R			t разр		0,5 104	1,8 кОм.	(2.2.12)
	p		(3  5)C		5, 6 109

Мощность резистора

 1,1Udp max 2

5, 6  10

9





1,1  220

2

C 







(2.2.13)

0,85

0,85

P 











 2,3 Вт.

2  T

2 104

Rp

M

Выбираем

два

резистора

типа

ОМЛТ-2

3,6 кОм

включенные

параллельно.
Рассчитаем мощность динамических потерь с учётом цепей
формирования траектории рабочей точки [15].

P



U dp maxI VT max

(t вкл

 tвыкл )





1



4к



к2









VTдин

TM

3

2





(2.2.14)

220  41,8  (0, 06  10 6  0, 2  10 6 )



4  2

4





  1







 8 Вт,

100  10

6

3  3

 2



9



где к = 2/3–отношение времени заряда конденсатора к времени включениятранзистора.
Мощность потерь уменьшилась в 5,5 раза.
Суммарные потери в ключе с формированием траектории переключения.
61

P  P

 P

 P

 P

 P  P 

П

VT стат

VT дин

VDстат

VDдин

p

стаб

 7, 4  8  7,5  0,165  2,3  1  26, 4 Вт.

(2.2.15)

Для IGBT транзисторов определим максимальный ток затвора,

который должен

обеспечивать

драйвер

при

включении

транзистора

[8, 20, 21].

I



C

U

ЗЭ



680  10 12  20

 0,105 А,

ЗЭ

iss

(2.2.16)

t

вкл ( выкл)

130 109

где U_ЗЭ= U_ЗЭ= 20В;
C_iss–ёмкость затвора по отношению к эмиттеру.

• 
  качестве драйвера IGBT модуля применим микросхему IR2113 с раздельными входами управления верхними и нижними ключами.
  

Для ограничения напряжения на затворе транзистора применим супрессоры 1,5КЕ20С на 20 Вольт.
В инверторе применены для всех ключей следующие элементы:

• 
  IGBT транзистор – IXGE200N60B – 4 шт.;
  

• 
  Диод обратный – T85HFL60S02 – 4 шт.;
  

• 
  Дроссели – Д17-1 – 8 шт.;
  

• 
  Конденсатор – К78-2-5,6 нФ-1000В – 4 шт.;
  

• 
  Диод шунтирующий 2Д2990А – 12 шт.;
  

• 
  Стабилитрон ограничивающий Д815А – 4 шт;
  

• 
  Диод снабберный 2Д230Б – 4 шт.;
  

• 
  Резистор разрядный - ОМЛТ-2-3,6кОм – 8 шт;
  

• 
  Микросхема IR2113 – 2 шт.;
  

• 
  Суппресор 1,5КЕ20С – 4 шт.