Особенности преобразователей локомотивов. Статические преобразователи электрической энергии. 10 Особенности работы тяговых преобразователей на локомотивах
 Скачать 408.83 Kb.
|
|
Однофазный мостовой инвертор тока. Инвертор такого типа представляет собой преобразователь энергии постоянного тока в энергию переменного тока, источник питания которого обладает большим внутренним индуктивным сопротивлением. Индуктивность Ld обеспечивает постоянство потребляемого тока. Электрическая схема автономного инвертора тока включает в себя мост тиристоров VS1–VS4, RL-нагрузку, коммутирующие конденсаторы С1, С2, отсекающие диоды VD1–VD4 и блок управления (рис. 10.16, а). Рис. 10.16. Однофазный мостовой инвертор тока. a – схема; б – графики токов. Коммутирующие конденсаторы Cl, C2 выполняют функцию источников напряжения, прикладываемого в обратном направлении к тиристорам во время выключения, и обеспечивают обмен реактивной энергией с катушкой индуктивности нагрузки. Предположим, что открыты тиристоры VS1 и VS4, а тиристоры VS3 и VS2 закрыты. Ток нагрузки Iн протекает от источника напряжения Ud через дроссель Ld, тиристор VS1, диод VD1, RL-нагрузку, диод VD4, тиристор VS4 ко второму выводу источника напряжения. Одновременно конденсаторы Cl, C2 заряжаются так, что их левые обкладки положительны (полярность показана без скобок). Ток нагрузки постоянен и равен току источника, т. е. Iн = const, так как индуктивность Ld ≥ Lн. Напряжение нагрузки в данном состоянии цепей равно: Uн = IнRн; Lн(dIн / dt) = 0 В момент включения тиристоров VS2 и VS3 тиристоры VS1 и VS4 остаются открытыми. Это создает условия для разряда конденсаторов С1 и С2. Конденсатор С1 разряжается от положительного вывода, через открытые тиристоры VS1 и VS3 на отрицательный вывод, а С2 – от положительного вывода, через открытые тиристоры VS2 и VS4 на отрицательный вывод. Для тиристоров VS1 и VS4 ток разряда является обратным, что приводит к мгновенному переключению тока нагрузки с тиристоров VS1, VS4 на тиристоры VS2, VS3 (рис. 10.16, б). Это первая ступень коммутации, в результате которой создаются условия для полного запирания тиристоров VS1, VS4. Напряжение на входе Ud падает до значения: Ud = IdRn - Uc1- Uc2. Напряжение на конденсаторах С7, С2 на этом интервале изменяется линейно в процессе перезаряда постоянным током Iн= Id= const. Конденсаторы полностью разряжены, а тиристоры VS1, VS4 заперты током разряда конденсаторов С1 и С2. В следующий момент конденсаторы С1 и С2 оказываются заряженными током противоположной полярности и напряжение на них в этот момент равно: Uс1 = Uс2 = IнRн. Дальнейшее повышение напряжения приводит к смещению отсекающих диодов VD2, VD3 в прямом направлении, и начинается вторая ступень коммутации в инверторе, сопровождающаяся изменением направления тока в цепи нагрузки. Цепь нагрузки оказывается подключенной параллельно конденсаторам, перезаряженным током обратной полярности. Ток источника напряжения Id перераспределяется между нагрузкой и конденсаторами, дополнительно заряжая их и вызывая изменение направления тока Iн. При этом ток диодов VD2, VD3 увеличивается до значения Id, а ток диодов VD1, VD4 уменьшается до нуля. Напряжение на входе инвертора возрастает и превышает значение IdRн. На этом полный цикл коммутации завершается. Далее процессы повторяются. Отсекающие диоды отключают конденсаторы Cl, C2 от нагрузки на интервале между коммутациями, поэтому они не участвуют в энергообменном процессе. На интервале коммутации происходит обмен энергией между нагрузкой конденсаторами. Емкость конденсаторов должна быть достаточной для обеспечения времени, необходимого для запирания тиристоров. С другой стороны, емкость конденсаторов определяет значение напряжения, до которого они заряжаются. Это напряжение не должно быть слишком высоким, чтобы параметры тиристоров инвертора не приходилось завышать по максимальному напряжению. В этой схеме при резком изменении величины нагрузки или размыкании ее цепи возникают высокие перенапряжения на входе инвертора. Поэтому необходимо предусматривать специальную быстродействующую защиту. Короткие замыкания в цепи нагрузки не представляют большой опасности для тиристоров, так как ток ограничивается дросселем с большой индуктивностью. Трехфазный мостовой инвертор тока. По устройству и принципу работы этот инвертор аналогичен рассмотренному однофазному инвертору тока (рис. 10.17) Особенностью является лишь то, что в процессе коммутации конденсаторы С1, СЗ, С5 и С2, С4, С6 включены в каждый контур тока в виде двух параллельных цепей (один конденсатор и параллельно ему два последовательных конденсатора). В процессе работы открытыми являются один или два тиристора в анодной группе и, наоборот, два или один тиристор в катодной группе. Рис. 10.17. Схема трехфазного мостового инвертора тока. Будем считать, что в начальный период времени открытыми оказались тиристоры VS1, VS3 в анодной группе и VS6 в катодной. В этом случае к нагрузке фаз А и В приложены напряжения, равные UA = UB = 1/3 Ud, а к фазе С – напряжение Uc = 2/3 Ud. При этом протекают соответствующие токи IA = IВ = I/3Id, IC = 2/3Id. По конденсаторам анодной группы С1, СЗ протекает ток заряда IС1 = IC3 = 1/3Id, а по конденсатору С5 – ток IC5= 2/3Id. Соответственным образом распределены заряды конденсаторов UC1 = UC3 = 1/3Ud и UC5 = 2/3Ud. По конденсаторам катодной группы С4, С6 протекает ток заряда IС4 = IC6 = l/3Id, а по конденсатору С2 – ток IC2 = 2/3Id. Соответственным образом распределены заряды конденсаторов UC4 = UC6 = l/3Ud и UC2= 2/3Ud Положительный потенциал у всех конденсаторов на левом выводе. Рассмотрим процесс включения тиристора VS2 и выключения тиристора VS1. При коммутации тока с VS1 на VS3 конденсатор С1 включен параллельно конденсаторам С2 и СЗ, соединенными последовательно между собой. При этом ток источника Id распределяется по конденсаторам в соотношении IC1 = 2Id/3 и IС2 = IC3 = Id/3. В межкоммутационный интервал перед коммутацией тиристора VS1 в момент ωt = 2π/3 ток нагрузки проводят тиристоры VS1 и VS6. Конденсаторы Cl, C5 заряжены, а конденсатор С3 разряжен. Исследуем коммутацию от момента включения VS2 Конденсатор С1 после включения VS2 подключен последовательно к VS1 и запирает последний обратным напряжением. Ток нагрузки теперь протекает через VS3. Ток тиристора VS3 распределяется: 2/3 его протекает через С1, а 1/3 – через СЗ и С5. при этом через отсекающий диод VD3 ток не протекает до тех пор, пока напряжение Uс1 не станет ниже значения IdRA. При дальнейшем снижении Uc1 потенциал анода VD3 становится положительным, диод открывается и его ток нарастает от нуля до значения Id. Ток же диода VD1 уменьшается от значения Id до нуля. Коммутация проходит в два этапа: мгновенное переключение тока в тиристорах и постепенное переключение тока в цепи нагрузки. Действующее значение фазного тока: Iф = 0,78Id 10.5. Расчет и выбор силовых полупроводниковых приборов. Определение допустимого среднего тока. При некотором среднем прямом токе IFAV в полупроводниковом приборе возникают потери мощности PF. Этой мощности соответствует температура нагрева полупроводниковой структуры θJ, которая не должна превышать максимально допустимого значения θJmах. Температура θJ при данной мощности потерь PF определяется интенсивностью отвода теплоты, определяемой тепловым сопротивлением RT. В состоянии теплового равновесия при протекании тока IFAV мощность выделяющихся тепловых потерь PF равна мощности, отводимой от полупроводниковой структуры. Из этого условия определяется среднее максимально допустимое значение прямого тока, протекающего по полупроводниковому прибору: (10.25) где UTO – пороговое напряжение полупроводникового прибора, В; rT – дифференциальное сопротивление, Ом; kФ – коэффициент формы тока. Определение максимально допустимой амплитуды тока. Пользуясь выражением (10.25), можно определить максимально допустимый средний ток полупроводниковых приборов. Однако в современных преобразователях и аппаратах в большинстве случаев токовая нагрузка силового полупроводникового прибора имеет импульсный характер. При импульсной нагрузке приборы работают с большими амплитудами токов и меньшими углами проводимости. Расчет по среднему значению тока дает значительное превышение максимальной температуры полупроводниковой структуры по отношению к среднему значению. Поэтому при импульсных нагрузках для заданной частоты следования управляющих импульсов определяют максимально допустимую амплитуду тока. Для такого расчета используется суммарная мощность Pdev потерь в приборах, по которой определяется температура структуры θJ в конце импульса управления. Максимально допустимая амплитуда тока для диодов и тиристоров при импульсной нагрузке определяется по формуле: (10.26) где Pdmax – максимально допустимая мощность суммарных потерь полупроводникового прибора в импульсе, Вт. Расчет рабочей перегрузки. В случае возникновения аварийного режима полупроводниковые приборы и другие токоведущие элементы схемы преобразователя электрической энергии подвергаются перегрузкам по току. При этом полупроводниковые приборы, как правило, оказываются наиболее слабыми элементами цепи по токовой перегрузке вследствие сравнительно низких значений максимально допустимой рабочей температуры (не более 140°С). Критериями оценки работоспособности приборов при токовых перегрузках являются: • перегрузочные характеристики; • аварийные перегрузочные характеристики; • ударный неповторяющийся ток; • защитный показатель. При этом виде перегрузок диод должен выдержать обратное напряжение, а тиристор, кроме этого, не должен переключаться в открытое состояние без подачи управляющего сигнала. Перегрузочные характеристики для аварийных режимов определяются исходя из того, что тиристор теряет управляющую способность вследствие превышения максимально допустимой температуры, но не пробивается обратным напряжением. Ударный неповторяющийся ток ITSM и защитный показатель ∫I2FAVdt представляют собой параметры, превышение которых вызывает повреждение приборов вследствие теплового пробоя структуры. Использование этих показателей при расчете предполагает однократное воздействие. Показатель ∫I2FAVdt используют при определении параметров защиты преобразовательного устройства плавкими предохранителями. Для кратковременных перегрузок длительностью в один полупериод (10 мс) допустимый ток перегрузки можно найти исходя из допущения, что переходный тепловой процесс определяется эквивалентным импульсом длительностью t = 6 мс, а переходное тепловое сопротивление равно qT. За это время температура структуры повышается до максимально допустимого значения при мощности потерь РT. Таким образом, (10.27) Для более продолжительных перегрузок длительностью от нескольких периодов до 100 с, когда теплота от полупроводниковой структуры начинает рассеиваться в окружающую среду, допустимый ток перегрузки находится из условий работы с длительной серией импульсов перегрузки. 10.6. Групповое соединение полупроводниковых приборов. Последовательное и параллельное соединение полупроводниковых приборов, применяемое для увеличения допустимых значений тока и напряжения в одной ветви мощного преобразователя, называется ГРУППОВЫМ СОЕДИНЕНИЕМ. Групповое соединение иногда применяется также для повышения надежности преобразователей, чтобы выход из строя отдельного прибора не нарушал работы всей установки. Из-за технологического разброса вольт-амперной характеристики при параллельном соединении отдельные полупроводниковые приборы перегружаются по току, а при последовательном – по напряжению. При групповом соединении тиристоров условия работы еще более ухудшаются из-за разброса временных характеристик. В динамических режимах приложения прямого напряжения при последовательном соединении тиристор с меньшим временем восстановления может оказаться под воздействием полного напряжения цепи и самопроизвольно включаться. При параллельном соединении тиристор, имеющий меньшее время включения, воспринимает весь ток главной цепи и может выйти из строя по причине теплового пробоя. Для обеспечения надежной работы силовых полупроводниковых приборов при их групповом соединении должны применяться меры для равномерного распределения тока при параллельном и напряжения при последовательном соединениях. Последовательное соединение диодов. Если требуется получить большие значения выпрямленного напряжения, применяют последовательное соединение диодов. Построение преобразовательной установки с одиночными диодами в этом случае не представляется возможным из-за недопустимо высокого обратного напряжения, которое будет приложено к силовым полупроводниковым приборам (рис. 10.18, а). Например, в выпрямительных установках тепловозов 2ТЭ116, ТЭП70, ТЭМ7 и электровозов ВЛ60, ВЛ80 применяют диоды 7-го и 8-го классов, рассчитанные на номинальное напряжение 700…800 В. Однако номинальное напряжение на выходе выпрямительной установки составляет 1450...1650 В, а обратное напряжение в переходных процессах может достигать 4000 В. Рис. 10.18. Последовательное включение силовых полупроводниковых приборов. а – схема соединения; б – вольтамперные характеристики вентилей; в – схема соединения с выравниванием обратных напряжений. Число последовательно соединенных диодов в каждой фазе выпрямительной схемы с нулевым выводом или в каждом плече мостовой схемы выбирают так, чтобы напряжение на одном диоде при нормальном рабочем режиме не превышало его номинального повторяющегося обратного напряжения: nпосл = kнерkпUобрmax / kвUном (10.28) где kнер – коэффициент неравномерности распределения напряжения по последовательно включенным приборам (для лавинных диодов kнер = 1,0, для других kнер = 1,2...1,3); kп – коэффициент перенапряжений (kп = 1,2); Uобрmax – максимальное обратное напряжение, приложенное к диоду, В; kв– коэффициент, который зависит от типа применяемых диодов (для кремниевых диодов kв = 1,2). Перенапряжения на отдельных диодах, включенных последовательно, вызываются различными сопротивлениями отдельных диодов и различием их вольтамперных характеристик (рис. 10.18, б). Например, при последовательном включении диодов VD1 и VD2 с различными вольтамперными характеристиками общее обратное напряжение Uобр распределяется между ними неравномерно, так как при некотором общем обратном токе Iобр к диодам приложены разные напряжения Uобр1 и Uобр2. При увеличении температуры диодов эта разница и Iобрmах могут значительно возрасти. При последовательном включении диодов для равномерного распределения напряжения между ними параллельно диодам включают шунтирующие резисторы RШ. Эти резисторы образуют делитель напряжения, который делит общее обратное напряжение Uобр, приложенное ко всем диодам, на равные части Uобр1 = Uобр2 независимо от внутренних сопротивлений диодов. Сопротивления шунтирующих резисторов выбирают так, чтобы протекающий по ним ток был в несколько раз больше наибольшего обратного тока, протекающего через включенные последовательно диоды. Во избежание больших потерь энергии рекомендуется специально подбирать последовательно включаемые диоды по их вольтамперным характеристикам: диоды должны иметь одинаковый класс, близкие обратные ветви характеристики и одинаковые температурные коэффициенты. Лавинные диоды, которые допускают большие значения обратных токов, соединяют последовательно без шунтирующих резисторов. Если напряжение на каком-либо диоде, например VD1, достигает напряжения стабилизации, при котором происходит лавинный пробой, то дальнейшего увеличения обратного напряжения на данном диоде не происходит. Поэтому для лавинных диодов запас максимально допустимого напряжения составляет 1,3...1,5 Uoбpmах вместо 2...3 Uобрmах для обычных диодов. В случае применения тиристоров для выравнивания обратных напряжений используют резисторные делители напряжения и RС-цепочки (R1C1, R2C2), обеспечивающие снижение скорости нарастания прямого напряжения dUd /dt (рис. 10.18, в). Параллельное соединение диодов. Для получения большого выпрямленного тока применяется параллельное соединение диодов (рис. 10.19, а). Число параллельно включенных диодов выбирают так, чтобы ток, проходящий через каждый диод, не превышал номинального тока. При параллельном соединении нескольких диодов из-за различия прямых ветвей их вольтамперных характеристик распределение тока между диодами оказывается неравномерным. Больший ток протекает через диод, имеющий меньшее падение напряжения, т.е. более крутую вольтамперную характеристику (рис. 10.19, б). Например, при параллельном соединении диодов VD1 и VD2 с различными вольтамперными характеристиками напряжение A UB, приложенное к диодам, при включении в прямом направлении одинаково, а токи разные. Ток Iв2, проходящий через диод VD2, больше тока Iв1 в диоде VD1. Такая неравномерность в распределении тока нагрузки приводит к недопустимому нагреву диода и требует снижения мощности преобразователя. Для сглаживания неравномерности в распределении токов по отдельным параллельным ветвям специально подбирают диоды по их прямым вольтамперным характеристикам. При этом стремятся, чтобы параллельно включенные диоды имели близкие по величине падения напряжения (разность не более 0,02 В). Но даже и в этом случае неравномерность в распределении токов составляет около 20%. На это значение приходится снижать общий ток Id выпрямительной установки. Количество параллельно включенных диодов можно ориентировочно определить исходя из соотношения: nпар = kнерkпIdmax / Iном (10.29) Рис. 10.19. Параллельное включение силовых полупроводниковых приборов. а – схема соединения, б – вольтамперные характеристики вентилей. где kнер – коэффициент неравномерности распределения токов по параллельно включенным приборам (для большинства диодов промышленного применения kнер = 1,2...1,3); kп – коэффициент возможных перегрузок по току (kп = 1,2); Idmax – максимальный выпрямленный ток, А; Iном – номинальный ток диода, А. При конструировании полупроводникового преобразователя задачу деления тока решают в каждом конкретном случае на основе технико-экономического обоснования. В частности, в локомотивных выпрямительных установках эта задача решена за счет более чем двукратного запаса по мощности. Длительный период монопольное положение среди силовых полупроводниковых приборов, используемых в статических преобразователях энергии, занимали силовой биполярный транзистор и обычный тиристор. Применение этих приборов позволило сделать качественный скачок в развитии силовой электроники. Однако присущие им недостатки в дальнейшем стали сдерживающими факторами в этой области. Принципиальными недостатками биполярного транзистора являются значительная мощность, потребляемая на управление, и большое напряжение насыщения. Недостатки тиристора – неполная управляемость и сравнительно низкое быстродействие (fs ≤ 1 кГц). Это проявляется в необходимости принудительной коммутации тиристора при его выключении. В результате затрудняется практическая реализация схем выпрямительно-инверторных преобразователей. Новые перспективы в принципиальном совершенствовании параметров транзисторов в части существенного снижения мощности управления и повышения быстродействия открыло создание силового МОП-транзистора. В настоящее время МОП-транзисторы используются на рабочие напряжения, не превышающие 400 В. Из-за относительно высоких значений сопротивления мощные МОП-транзисторы уступают биполярным в отношении потерь мощности в проводящем состоянии. Компромиссным техническим решением, позволившим реализовать положительные качества как биполярных, так и МОП-транзисторов, стало создание IGBT-транзисторов (биполярный транзистор с полевым управлением). Эти транзисторы обладают хорошими частотными свойствами (fs > 20 кГц), крайне низкими значениями мощности управления и падения напряжения (2,5... 3,5 В) в проводящем состоянии при рабочих напряжениях до 1700 В и токе 1200 А. Благодаря этим качествам область использования IGBT-транзисторов постоянно расширяется и начинает занимать доминирующее положение в устройствах преобразовательной техники средней и большой мощности. На основе IGBT-транзисторов в настоящее время разрабатывается большинство силовых электронных устройств. Практически все крупнейшие фирмы мира, производящие электронную продукцию, развивают новые технологии IGBT-транзисторов. Появилась возможность создания унифицированной схемы выпрямительно-инверторного преобразователя энергии VT1– VT6. С использованием модулей IGBT-транзисторов разработан статический преобразователь энергии для привода переменного тока скоростного электропоезда «Сокол» (рис. 10.20). Рис. 10.20. Статический преобразователь энергии электропоезда «Сокол» Для увеличения допустимого диапазона рабочих мощностей статического преобразователя энергии IGBT-транзисторы могут работать параллельно. При этом для обеспечения оптимального распределения токов должно быть выполнено следующее условие: параллельно включенные IGBT -транзисторы должны быть расположены рядом друг с другом для обеспечения одинаковых условий работы. По этой причине они выполняются в виде модулей из двух, четырех или шести транзисторов с отсекающими диодами на общей подложке. Рис. 10.21. Выпрямительная установка УВКТ-5 тепловоза. Все силовые электрические соединения должны быть выполнены симметрично и с минимальной индуктивностью соединений. Соединения между схемой управления и параллельно включенными IGBT-транзисторами также должны быть симметричны и обладать минимальной индуктивностью. Значения порогового напряжения затвора и напряжения насыщения открытого транзистора должны быть близкими. Параллельно-последовательное соединение диодов. В мощных высоковольтных полупроводниковых преобразователях электроэнергии применяется параллельно-последовательное соединение диодов. В этом случае предпочтение отдают лавинным диодам, так как технология их изготовления обеспечивает более равномерную структуру р – n-перехода и меньший разброс вольтамперных характеристик, чем у простых диодов. Например, в одном плече тепловозной выпрямительной установки УВКТ-5 имеется десять параллельных ветвей по два последовательно соединенных диода в ветви (рис. 10.21). 10.7. Системы управления статическими преобразователями. Требования к системам управления полупроводниковыми преобразователями. Эти системы должны соответствовать следующим требованиям. 1. Создавать синхронизированную с напряжением питающей сети m-фазную систему импульсов управления, каждый из которых способен включить силовой полупроводниковый прибор, применяемый в схеме преобразования. 2. Обеспечивать требуемый сдвиг по фазе импульсов управления относительно напряжения питания. 3. Для надежного открывания силовых полупроводниковых приборов, применяемых в преобразователях напряжения и имеющих различные значения сопротивления управляющего перехода, вырабатывать такие значения тока и напряжения управления, которые обеспечивают их гарантированное включение с учетом максимальной мощности, выделяемой на управляющем переходе. Так как сопротивление управляющего перехода силовых полупроводниковых приборов обычно составляет 20...30 Ом, а выпрямленный ток Id = 50...500 А, то напряжение на выходе устройства управления должно быть не более 12 В. Это свойство силовых полупроводниковых приборов дает возможность применять в системах управления маломощные полупроводниковые приборы (транзисторы, диоды, интегральные микросхемы и т.п.). 4. Обратное напряжение, подаваемое на управляющий электрод силовых полупроводниковых приборов, не должно превышать 1,0 В. Наличие обратного напряжения на управляющем электроде может привести к увеличению обратного тока и выходу его из строя. 5. Для четкого открытия силовых полупроводниковых приборов и уменьшения мощности потерь во всех режимах работы формируемые импульсы управления должны иметь крутой передний фронт. 6. Для предотвращения неравномерной нагрузки фаз симметрия управляющих импульсов, подаваемых на приборы различных фаз, должна поддерживаться с точностью 1...2 эл. град, во всем диапазоне фазового управления. 7. Для возможности регулирования выходного напряжения от нуля до максимального значения должен быть обеспечен полный диапазон изменения угла управления α. Основные узлы систем управления. Разработано большое количество систем управления силовыми полупроводниковыми приборами, число которых непрерывно возрастает. Это обусловлено широким развитием силовой полупроводниковой техники и постоянным расширением областей ее применения. Современные системы управления выполняются на основе полупроводниковых и магнитных элементов. С развитием микроэлектроники широкое применение в системах управления находят различные интегральные микросхемы и микропроцессорные устройства. В качестве магнитных элементов преимущественно используются импульсные трансформаторы. По способу обработки сигналов системы управления делятся на АНАЛОГОВЫЕ, в которых входной и выходной сигналы представляют собой непрерывные величины, и ЦИФРОВЫЕ, в которых входной и выходной сигналы являются дискретными величинами. Входные устройства предназначены для формирования напряжений управления, подаваемых на управляющие электроды и синхронизированных с переменным напряжением U2, и распределения их по каналам управления соответственно алгоритму подключения силовых полупроводниковых приборов. Так, при трехканальной системе управления выпрямителями на тиристоры должны поступать отпирающие импульсы, сдвинутые относительно друг друга на угол 120 эл. град. Для управления тиристорами шестифазного выпрямителя с нулевой точкой система управления должна формировать отпирающие импульсы, сдвинутые один относительного другого на угол 60 эл. град. Чаще всего в качестве входных устройств используются микропроцессорные устройства. Они включают в себя три основные, достаточно четко выраженные как функционально, так и конструктивно составные части (подсистемы): вычислительную, интерфейсную и электропитания (рис. 10.22). Рис. 10.22. Функциональная схема микропроцессорной системы регулирования. Аппаратура микропроцессорных систем осуществляет ввод информации от датчиков или командных устройств, логическую обработку этой информации в заданной последовательности и вывод полученных результатов для управления исполнительными устройствами. Задачи, решаемые каждым конкретным устройством, определяются алгоритмом его работы – упорядоченной последовательностью действий с конечным числом операций, приводящей к получению определенного результата. Последовательность выполнения операций (программа работы) закладывается в структуру электрической схемы и связи между программными и аппаратными средствами – электронными и электромеханическими элементами, входящими в состав системы. Практика создания микропроцессорных автоматических систем подтвердила целесообразность их выполнения в виде специализированных модулей, проблемно и функционально ориентированных в рамках определенных задач, алгоритмов и функций. Под МОДУЛЕМ в данном случае понимается конструктивно законченное устройство, позволяющее самостоятельно или в совокупности с другими модулями решать вычислительные или управляющие задачи заданного класса. Характерной особенностью такого построения систем является то, что независимо от решаемых задач электрическая схема и набор функциональных модулей могут оставаться постоянными. Различие в системах сводится к реализации заданных алгоритмов управления. Вычислительная часть системы обычно представлена модулем процессора – кристаллом большой или сверхбольшой интегральной микросхемы (СБИС), который содержит все логические элементы, необходимые для образования полноценной вычислительной системы. По своим возможностям и быстродействию он примерно соответствует микроЭВМ, но не имеет (за ненадобностью) клавиатуры, дисковода, жесткого диска, видеосистемы и столь большого, как у его стационарного прототипа, объема оперативной памяти. Вычислительная часть предназначена для обработки числовой информации о состоянии объекта регулирования и определения необходимых управляющих воздействий на объект. Микропроцессор со вспомогательными устройствами называется микроконтроллером, который по своей природе является роботом. Он обладает массой возможностей, но не сделает ничего, если ему не сообщить, что делать. Указания для него находятся в памяти, например в постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ), которое хранит управляющую программу. Внутренняя структура, или, как говорят, архитектура микроконтроллера, определяется его функциями. Обработку и пересылку данных микропроцессор, входящий в состав микроконтроллера, осуществляет с помощью наборов электрических импульсов, соответствующих его машинному языку. Алфавит этого языка имеет всего два символа: 0 и 1. Выбор такого алфавита объясняется тем, что технически наиболее просто различить одно из двух возможных состояний элементарного электрического сигнала. Для осуществления операций с двоичными сигналами в составе микропроцессора имеется набор цифровых устройств – триггеров, регистров, счетчиков, сумматоров и различных комбинационных логических схем. К основным характеристикам микропроцессора относят: • длину слова (число битов в одной кодовой комбинации) • число и схему организации внутренних регистров. • число портов для ввода и вывода информации. • набор команд. • быстродействие – число операций за одну секунду. Чем выше численное значение указанных характеристик, тем большими возможностями обладает микропроцессор. Синхронизация работы микропроцессорной системы представляет собой точное временное согласование работы всех ее частей для выполнения заданных операций. Минимальный промежуток времени, фиксируемый в микроконтроллере периодом системных тактовых сигналов, соответствует времени выполнения одной микрооперации. Этот показатель определяет максимальное быстродействие машины по отношению к элементарным преобразованиям информации. Системные тактовые сигналы поступают в том или ином виде на все устройства микропроцессорной системы. ИНТЕРФЕЙСНАЯ ЧАСТЬ системы (от англ. interface – стык, область контакта, взаимодействия) включает в себя средства ввода аналоговых сигналов, дискретных и частотных сигналов датчиков, а также средства вывода аналоговых, дискретных и управляющих сигналов. Кроме того, к интерфейсной части системы относятся датчики, обеспечивающие первичное преобразование аналоговых сигналов. Электрические схемы вычислительного устройства и статических преобразователей должны быть гальванически развязаны. ГАЛЬВАНИЧЕСКАЯ РАЗВЯЗКА высоковольтных (объекта регулирования) и низковольтных (вычислительного устройства) цепей предназначена для исключения повреждения последних пиковыми выбросами напряжения. Такие выбросы всегда присутствуют в цепях, коммутирующих индуктивные нагрузки (катушки реле, контакторы и электропневматические вентили). Развязка является необходимым условием надежной работы вычислительного устройства микропроцессорной системы. Под гальванической развязкой подразумевается передача сигнала от источника к приемнику при отсутствии их (источника и приемника) гальванической связи (т.е. непосредственной связи электрическими проводниками). Для передачи электрического сигнала между гальванически развязанными цепями чаще всего используется либо энергия магнитного поля (трансформаторная развязка, рис. 10.23), либо энергия светового излучения (оптронная развязка, рис. 10.24), чаще всего для уменьшения внешних воздействий в инфракрасном диапазоне. При работе с высоковольтными аналоговыми электрическими сигналами (например, напряжение и ток силовой схемы локомотива) их гальваническая развязка, а также, при необходимости, первичное масштабирование (пропорциональное понижение уровня) сигнала осуществляется в специальных устройствах, называемых датчиками. При измерении неэлектрических величин датчики осуществляют также преобразование физической природы сигнала. Рис. 10.23. Схема трансформаторной гальванической развязки. Рис. 10.24. Схема оптронной гальванической развязки. DA – оптрон; Un – напряжение питания. Например, перемещение реек топливных насосов высокого давления (ТНВД) преобразуется с определенным масштабным коэффициентом в электрическое напряжение на соответствующем входе интерфейсной части микропроцессорной системы. ПОДСИСТЕМА ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ предназначена для формирования напряжений питания, необходимых для работы всех составных частей системы. Она обязательно присутствует в бортовых системах регулирования силовых установок транспортных средств, поскольку бортовые сети последних не приспособлены для питания подобных устройств, но может отсутствовать в стационарных системах, питаемых от внешних источников питания. Все сказанное справедливо для любой микропроцессорной системы автоматического регулирования и управления (локомотива, автомобиля, самолета, прокатного стана и т.д.). Работа микропроцессорной системы. Логика работы микропроцессорной системы, т.е. порядок ее взаимодействия с объектом, полностью определяется управляющей программой вычислительной части системы. УПРАВЛЯЮЩЕЙ ПРОГРАММОЙ называется циклически замкнутая, непрерывно выполняемая вычислительной частью системы последовательность операций. Эта последовательность обеспечивает определенный порядок взаимодействия микропроцессорной системы регулирования с объектом регулирования. Сам порядок взаимодействия, реализуемый управляющей программой, называется алгоритмом работы системы. ФАЗОСДВИГАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА используются в системах управления статическими преобразователями для регулирования фазы управляющих импульсов. Схемы получения управляющих импульсов и сдвига их по фазе в реальных фазосдвигающих устройствах бывают различными. В электромагнитных системах управления (например, на тепловозе 2ТЭ116 это блок БА-520) переменное напряжение сначала изменяется по форме, а затем сдвигается по фазе (рис. 10.25). Блок БА-520 состоит из функциональных узлов: - синхронизирующей цепи (СЦ), - преобразователя напряжения (ПН), - широтно-импульсного модулятора (ШИМ), - сдвигающей цепочки (РЦ) и - двух блокинг-генераторов (БГ). Рис. 10.25. Функциональная схема блока БА-520. СЦ – синхронизирующая цепь; ПН – преобразователь напряжения; ШИМ – широтно-импульсный модулятор; РЦ – сдвигающая цепочка; БГ1 и БГ2 – блокинг-генераторы. Входное переменное напряжение подается на синхронизирующую цепь, осуществляющую переключение транзисторов ПН синхронно с частотой напряжения питания. Преобразователь напряжения питает ШИМ, который через сдвигающую цепочку (РЦ) запускает поочередно блокинг-генераторы. На выходах блокинг-генераторов формируются импульсы заданной длительности и напряжения. Фазосдвигающее устройство (рис. 10.26) содержит генератор опорного напряжения (ГОН), выходное напряжение которого равно напряжению U2 и нуль-орган (НО). На вход нуль-органа, кроме опорного напряжения Uoп, в данном случае имеющего пилообразную форму, подается внешнее напряжение Uу. В момент равенства напряжений Uoп и Uy нуль-орган переключается. При изменении значения Uy изменяется момент времени переключения нуль-органа, в результате изменяется фаза управляющих импульсов относительно начала положительной полуволны напряжения U2. Нуль-орган фазосдвигающего устройства имеет выходной сигнал малой мощности и произвольной формы. Поэтому для получения управляющих импульсов требуемой формы и длительности, гальванической развязки системы управления с силовой частью статического преобразователя, усиления импульсов и размножения их при групповом соединении силовых полупроводниковых приборов предназначен один узел, именуемый обычно формирователем импульсов (ФИ). Рис. 10.26. Функциональная схема (а) и диаграммы работы (б) фазосдвигающего устройства: ГОН – генератор опорного напряжения; НО – нуль-орган; ФИ – формирователь импульсов Рис. 10.27. Схема транзисторного формирователя импульсов. На рис. 10.27 приведена схема транзисторного формирователя импульсов. Когда с выхода нуль-органа на базу транзистора VT1 поступает импульс напряжения управления Uно, транзистор VT1 открывается и через первичную обмотку трансформатора Т протекает кратковременный импульс тока. Со вторичной обмотки трансформатора усиленный короткий импульс тока Iу поступает на управляющий электрод тиристора VSL. При параллельном или последовательном соединении тиристоров трансформатор Т может иметь несколько выходных обмоток. Резистор R2 ограничивает коллекторный ток во время насыщения трансформатора. Диод VD1 защищает транзистор от перенапряжения при его выключении. Диод VD2 не пропускает отрицательные импульсы вторичной обмотки трансформатора Т на управляющий электрод тиристора. Для управления мощными тиристорами широкое применение нашли формирователи импульсов на маломощных тиристорах с малыми токами управления (рис. 10.28). В исходном состоянии конденсатор С заряжается от источника задающего напряжения Uп через VD1. При подаче импульса напряжения Uвх, поступающего с выхода нуль-органа, открывается вспомогательный тиристор VS1 и конденсатор С разряжается по цепи: первичная обмотка трансформатора T – R2 – VS1. Параметры этой цепи выбирают так, чтобы в первичной обмотке протекал короткий импульс тока, а на вторичной – индуцировался узкий импульс тока Iу с крутым передним фронтом для гарантированного открытия силового тиристора VS2. Рис. 10.28. Схема тиристорного формирователя импульсов. Использование трансформаторов для гальванической развязки системы управления и силовой части преобразователя имеет некоторые недостатки. В процессе коммутации тиристоров импульсами тока большой амплитуды в разрядных цепях сопровождается высоким уровнем помех. Из-за наличия паразитных (электромагнитных и емкостных) связей между первичной и вторичной обмотками эти помехи распространяются по соединительным проводам. Более перспективным средством обеспечения гальванической развязки в цепях преобразователя и повышения помехозащищенности является применение схем формирователей импульсов с оптоэлектронными приборами. В качестве управляемого элемента в таких формирователях импульсов используются диодные, транзисторные и тиристорные оптоэлектронные приборы. На рис. 10.29 представлена одна из типовых оптоэлектронных схем, используемых в качестве конечного узла формирователя импульсов для коммутации силового тиристора VS1. Схема состоит из входного формирователя сигнала управления, выполненного на инверторе DD1, оптрона гальванической развязки DA1 и силового транзистора VT1. Диоды VD1 и VD2 служат для защиты силового транзистора VT1 и выходного транзистора оптрона DA1 от превышения напряжения и напряжения обратной полярности. Работа схемы сводится к следующему. При низком уровне напряжения Uно на входе инвертора DD1 на его выходе устанавливается высокий уровень напряжения, в результате чего светодиод и фототранзистор оптрона DA1 находятся в закрытом состоянии. Делитель напряжения R5–R4 подает на затвор силового транзистора VT1 напряжение положительной полярности, которое удерживает его в открытом состоянии. В этих условиях импульсы управления силовым тиристором VS1 не формируются. Если на входе инвертора DD1 устанавливается высокий уровень напряжения, то на его выходе будет низкий уровень. При этом светодиод оптрона DA1 открывается положительным напряжением Uп1, и его излучение в свою очередь открывает фототранзистор оптрона DA1. В результате шунтируется переход затвор – сток силового транзистора VT1 и последний закрывается, подавая импульс управления от Uп2 через резистор R6 на управляющий электрод силового тиристора VS1. Рис. 10 29. Схема формирователя импульсов системы УСТА (унифицированная система тепловозной автоматики) Описанная схема формирователя импульсов обеспечивает полную гальваническую развязку цепей управления и нагрузки преобразователя, а также помехозащищенность схемы в закрытом состоянии. Это обусловлено тем, что светодиод оптрона имеет собственный порог срабатывания. Коммутация тиристоров преобразователей напряжения. Для принудительного запирания тиристора, включенного в цепь постоянного тока, приходится применять специальные меры. Выключить тиристор можно, уменьшая прямой ток ниже значения тока удержания, но в этом случае время запирания тиристора будет относительно большим. Чтобы закрыть тиристор в течение минимального времени, к нему нужно приложить обратное напряжение. Тиристор запирается с помощью искусственной (принудительной) коммутации, которая осуществляется кратковременным пропусканием через него тока в обратном направлении. В результате чего его анодный ток уменьшается до значения тока выключения. Обратный ток и напряжение могут быть получены от специального источника постоянного тока, но в большинстве случаев этим источником является предварительно заряженный конденсатор, называемый КОММУТИРУЮЩИМ. Если для выключения силовых тиристоров используются специальные коммутирующие тиристоры, то коммутация называется ИСКУССТВЕННОЙ. В этом случае для выключения силовых тиристоров на коммутирующие тиристоры подают управляющие импульсы. В тех случаях, когда снижение тока силового тиристора происходит в результате колебательного процесса в контуре коммутации без применения коммутирующих тиристоров, говорят о ЕСТЕСТВЕННОЙ коммутации. По скорости замедления тока разряда конденсатора различают системы с мгновенной и замедленной коммутацией. В системах с замедленной коммутацией производные тока ограничиваются индуктивностью коммутирующих реакторов. При искусственной коммутации к тиристорам предъявляют ряд требований: - иметь минимальные значения времени включения (менее 10 мкс) и выключения (менее 25 мкс); - иметь по возможности близкие электрические параметры; - выдерживать значительные скорости нарастания тока (более ЮОА/мкс) и напряжения (более 100 В/мкс). Для этой цели лучше всего подходят тиристоры ТЧ (высокочастотные) и ТБ (быстродействующие). Коммутирующие конденсаторы также должны обеспечивать при разряде высокую скорость нарастания тока, большую амплитуду и надежно работать при высокой температуре. Применяя искусственную коммутацию, можно создавать бесконтактные выключатели и переключатели постоянного тока, автономные инверторы, преобразователи частоты в устройствах импульсного регулирования напряжения. В схеме рис. 10.30, а запирание тиристора VS1 обусловлено резонансным характером нагрузки в его цепи. При отпирании тиристора VS1 рабочий ток, проходящий через него, заряжает конденсатор С с полярностью, указанной на схеме в скобках. Затем рабочий ток в колебательном контуре, образованном реактором L и конденсатором С, спадает до нуля. Конденсатор перезаряжается (полярность указана без скобок), его ток изменяет свое направление, тиристор VS1 запирается. Время, в течение которого тиристор VS1 находится в открытом состоянии, равно половине периода собственных колебаний резонансного контура: t = π√LC. Нагрузка Rн может быть включена как параллельно конденсатору С, так и последовательно с резонансным контуром LC. В схеме на рис. 10.30, б запирание тиристора VS1 также происходит из-за резонансного изменения направления проходящего через него тока, но это осуществляется с помощью вспомогательного LC-контура. До включения тиристора VS1 конденсатор С заряжается (полярность указана в скобках). Когда тиристор VS1 открывается, он шунтирует контур LC, конденсатор С перезаряжается через реактор L и его полярность изменяется на обратную (эта полярность указана без скобок). Во время этого процесса через тиристор VS1 протекают два тока – ток нагрузки и ток перезаряда конденсатора. Вначале эти два тока совпадают по направлению, затем ток разряда конденсатора начинает протекать через тиристор VS1 в направлении, противоположном току нагрузки. Когда суммарный ток падает до нуля и затем изменяет свое направление, тиристор VS1 закрывается. Для увеличения продолжительности открытого состояния тиристора VS1 при искусственной коммутации в таких схемах иногда используют реакторы или автотрансформаторы с нелинейной индуктивностью (с насыщающимися сердечниками, имеющими прямоугольную петлю гистерезиса). Рассмотренные способы коммутации широко используются в автономных инверторах и регуляторах, служащих для частотно-импульсного регулирования напряжения. На схеме рис. 10.30, в тиристор VS1 запирается параллельно подключенными конденсатором С и тиристором VS2. Переключение тиристоров производится устройством управления, импульсы которого подаются поочередно на управляющие электроды тиристоров VS1 и VS2. Когда тиристор VS1 открыт, через резистор Rн2 и конденсатор С протекает ток заряда и на конденсаторе устанавливается полярность, указанная в скобках. При отпирании тиристора VS2 конденсатор С разряжается на тиристор VS1 в направлении, противоположном протеканию тока нагрузки, и тиристор VS1 запирается. После закрытия тиристора VS1 конденсатор С начинает заряжаться через резистор Rнl и приобретает противоположную полярность. При повторном открытии тиристора VS1 происходит перезаряд конденсатора С. Он разряжается на тиристор VS2, вследствие чего этот тиристор запирается. Этот способ коммутации тиристоров широко применяется в автономных инверторах. На схеме рис. 10.30, г запирание силового тиристора VS1, включенного в цепь нагрузки Rн, осуществляется коммутирующим конденсатором С или LC-контуром, подключаемым к тиристору VS1 коммутирующим тиристором VS2 малой мощности. Перезаряд коммутирующего конденсатора С происходит через цепочку, содержащую индуктивность L и диод VD1. Предварительно открытием коммутирующего тиристора VS2 конденсатор С заряжается через нагрузочный резистор Rн и приобретает полярность, указанную в скобках. Затем открывается силовой тиристор VS1 и происходит перезаряд конденсатора через резонансный контур, образованный конденсатором Си индуктивностью L. Если бы в этот контур не был включен диод VD1, то происходил бы непрерывный процесс заряда и разряда конденсатора, и ток в контуре изменял бы свое значение и направление с резонансной частотой. Однако диод VD1 не позволяет этому току изменять свое направление. Поэтому происходит лишь однократный перезаряд конденсатора С, и он приобретает полярность, указанную на схеме без скобок. При повторном включении коммутирующего тиристора VS2 конденсатор С разряжается на силовой тиристор VS1, и он закрывается. При этом конденсатор С снова перезаряжается через нагрузочный резистор Rн и приобретает первоначальную полярность, т.е. оказывается подготовленным для нового цикла работы. Этот способ коммутации широко применяется в регуляторах, которые служат для широтно-импульсного регулирования напряжения. Рис. 10.30. Схемы коммутации тиристоров. а – естественная коммутация; б – с помощью дополнительного LC-контура; в – с помощью коммутирующего конденсатора С, г – с помощью коммутирующего тиристора VS2; д – с помощью дополнительного источника напряжения GB В схеме рис. 10.30, д силовой тиристор VS1 запирается импульсами тока, которые подаются от внешнего источника напряжения. В простейшем случае в качестве ключа, подключающего к тиристору VS1 источник обратного напряжения GB, может служить транзистор VT1. Можно также подавать импульс обратного тока от внешнего импульсного генератора через трансформатор тока, включенный последовательно с нагрузкой. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Бурков А. Т. Электронная техника и преобразователи: Учебник для вузов ж. -д. транспорта. – М.: Транспорт, 1999- – 464 с. 2. Быстрицкий Х.Я., Дубровский 3. М., Ребрик Б. Н. Устройство и работа электровозов переменного тока. – М.: Транспорт, 1973. – 464 с. 3. Вольдек А. И. Электрические машины. – Л.: Энергия, 1978. – 832 с. 4. Дайлидко А, А. Электрические машины тягового подвижного состава: Учебник для техникумов и колледжей ж.-д. транспорта. – М.: Желдор-издат, 2002. – 404 с. 5. Дубровский 3. М, Попов Е. И., Тушканов Б. А. Грузовые электровозы переменного тока. – М.: Транспорт, 1998. – 350 с. 6. Захарченко Д.Д., Ротанов M.JI. Тяговые электрические машины. – М.: Транспорт, 1991. – 344 с. 7. Калинин В. Н. Электровозы и электропоезда. – М.: Транспорт, 1991. – 480 с. 8. Пиотровский Л. М. Электрические машины. –Л.: Энергия, 1972. – 382 с. 9. Тепловоз 2ТЭ116. – М.: Транспорт, 1996. – 336 с. 10. Электрические машины, электрическое оборудования тепловозов: Справочник. – М.: Транспорт, 1981. – 265 с. 11. Электровоз ВЛ80. – М.: Транспорт, 1982. – 624 с. |