Газизов - ЭСиУРС. Т. Р. Газизов Электромагнитная совместимость и безопасность радиоэлектронной аппаратуры Рекомендовано умо по образованию в области сервиса и туризма в качестве учебного пособия для студентов высших учебных заведени
 Скачать 3.32 Mb.
|
|
1.4.3. Способы обеспечения ЭМС РЭС Задача обеспечения ЭМС РЭС имеет комплексный характер и на различных иерархических уровнях (элементов, узлов и блоков устройств, РЭС и комплексов РЭС) решается с помощью конструкторско- технологических, схемотехнических, системотехнических и организационных мер. ЭМС на уровне цепей и узлов обеспечивают, главным образом, конст- рукторско-технологическими мерами, включающими выбор элементной базы, рациональную компоновку элементов, постановку экранов и фильтров, исключающих нежелательное проникновение излучений отцепи к цепи, от узла к узлу и нежелательное воздействие внешних излучений нацепи и узлы. Эти меры детально представлены в последующих разделах. ЭМС на уровне устройств (передатчиков, приёмников, антенн) обеспечивают схемотехническими мерами (выбором элементной базы, схем, режимов, следуя принципу – не излучать и не принимать ничего лишнего. В передатчиках важно обеспечить излучение только полезного сигнала, предназначенного для переноса информации, и уменьшить внеполос- ные и все побочные излучения. Для этого характеристики передатчиков строго регламентируется. Например, согласно ГОСТ 13924-80, средняя мощность побочного колебания, поступающего в фидер антенны, для радиовещательных стационарных передатчиков с номинальной мощностью кВт должна быть не более 50 мВт, а для более мощных – не более –60 дБ относительно средней мощности на рабочей частоте. В при- ёмниках важно повысить частотную избирательность по основному каналу, ослабить все побочные каналы прима, уменьшить действие интермо- дуляционных и перекрёстных искажений и эффекта блокирования, снизить излучения гетеродинов. Для этого характеристики избирательности приёмников детально регламентируются. Их описание весьма обширно [7] и здесь не приводится. Для передающих и приёмных антенн желательно повышение пространственной избирательности, снижение относительного уровня боковых лепестков. И эти характеристики, наряду с основными, являются весьма важными характеристиками антенн. ЭМС РЭС и комплексов РЭС обеспечивают, комбинируя развязки источников и объектов воздействия помех – частотные (изменение частоты работы передатчика или приёмника); – амплитудные (пространственный разнос передатчиков и примни- ков; использование направленных антенн использование поляризационных свойств антенн улучшение избирательных свойств выходных цепей передатчика и избирательных свойств приёмника); – временные (временная селекция сокращение времени излучений применение импульсных режимов работы временная синхронизация работы РЭС; временная регламентация. 1.5. Неидеальное поведение компонентов Важным вопросом в ЭМС является неидеальное поведение пассивных, а также активных компонентов. До сих пор существует тенденция представлять себе поведение компонентов идеальным. Но для эффективного учёта ЭМС в проектировании имеющаяся в понимании совокупность правил идеального поведения компонентов должна быть дополнена осознанием их неидеального поведения. Например, чтобы отвести ток частотой 100 МГц от кабеля, где он будет эффективно излучаться, можно подключить, между сигнальными обратным проводами вместе выхода кабеля из устройства, конденсатор ёмкостью 100 пФ. Если это уменьшает излучаемые эмиссии, ноне настолько, чтобы пройти испытания, то можно интуитивно ожидать, что замена 100 пФ на 1000 пФ даст уменьшение ещё на 20 дБ. Но, к сожалению, конденсатор ёмкостью 1000 пФ будет вести себя на частоте 100 МГц скорее как индуктивность, и излучаемые эмиссии, скорее всего, возрастут И должное поведение даже конденсатора ёмкостью 100 пФ не гарантируется, а, оказывается, определяется длиной его выводов, которая может значительно уменьшить частоту собственного резонанса конденсатора. Поэтому с самого начала важно понимать это неидеальное поведение компонентов (резисторов, конденсаторов, дросселей и т.д.) в зависимости, прежде всего, от частоты, а также, если оно сильно выражено, и от температуры, тока или напряжения. Необходимо отметить, что вопрос этот довольно сложен, поскольку касается тонкостей работы компонентов, о которых часто даже не упоминается при знакомстве с основами их работы. Кроме того, разработчики элементной базы редко приводят данные, характеризующие неидеальное поведение компонентов. Наконец, вопрос этот весьма обширен, поскольку очень широка номенклатура компонентов. Поэтому в данном разделе рассматриваются лишь самые простые компоненты. 1.5.1. Резисторы Импеданс идеального резистора не зависит от частоты (рис. 1.17). Однако реальные резисторы имеют два вывода, влияние которых впер- вом приближении описывается последовательной индуктивностью в и паразитной ёмкостью п между ними, включенной параллельно сопротивлению. Это существенно изменяет поведение импеданса резистора, которое остаётся резистивным лишь на низких частотах, становясь затем ёмкостным, а после частоты собственного резонанса индуктивным рис. 1.18). Измерив или вычислив значения элементов эквивалентной схемы реального резистора, можно получить более точные частотные характеристики. Результаты моделирования в SPICE для в нГн, п пФ, R=1,05 кОм показаны на риса результаты измерений соответствующего этим параметрам углеродистого резистора с длиной выводов 41 6 мм показаны на рис. 1.20. Зависимости не доходят до частоты собственного резонанса резистора, однако очевиден значительный спад импеданса за счёт шунтирования килоомного резистора паразитной ёмкостью всего в пикофараду. Для предотвращения резких изменений импеданса в общем случае желательно, чтобы резонансная частота резистора намного превышала рабочую частоту схемы. R 0 f f |Z| Arg(Z) R Рис. 1.17. Частотные зависимости модуля и фазы импеданса идеального резистора R 0 f f |Z| Arg(Z), градусы 0 дБ/дек -20 дБ/дек 20 дБ/дек резистивное ин- дук- тивное ём- костное L в C п п RC π 2 1 п в C L π 2 п 1 п в C L π 2 Рис. 1.18. Упрощённая эквивалентная схема и приближённые частотные зависимости модуля и фазы импеданса реального резистора 1 3 10 30 100 300 f, МГц 100 500 750 125 250 0 –20 –40 1 3 10 30 100 300 –60 –80 f, МГц |Z|, Ом Arg(Z), градусы Рис. 1.19. Смоделированные частотные зависимости модуля и фазы импеданса углеродистого резистора 42 f, МГц, Ом 100 10 1 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 2000 f, МГц 10 1 Arg(Z), градусы –80 –70 –60 –50 –40 –30 –20 –10 Рис. 1.20. Измеренные частотные зависимости модуля и фазы импеданса углеродистого резистора 1.5.2. Конденсаторы Поведение идеального конденсатора проиллюстрировано на рис. 1.21). Однако реальные конденсаторы имеют обкладки и выводы, влияние которых в первом приближении описывается индуктивностью L в и сопротивлением п, включенными последовательно ёмкости С. Это существенно изменяет поведение импеданса конденсатора, которое остаёт- ся ёмкостным лишь до частоты собственного резонанса, а после неё становится индуктивным (рис. 1.22). –90 f f |Z| Arg(Z) C –20 дБ/дек Рис. 1.21. Частотные зависимости модуля и фазы импеданса идеального конденсатора f f |Z| Arg(Z), градусы –20 дБ/дек 20 дБ/дек ин- дук- тивное ём- костное 90 –90 R п L в C C L в π 2 в Рис. 1.22. Упрощённая эквивалентная схема и приближённые частотные зависимости модуля и фазы импеданса реального конденсатора Необходимо отметить, что неидеальное поведение конденсаторов может давать неожиданные результаты после изменения типа, номинала, длины выводов конденсаторов или частоты сигнала. И для оценки их поведения весьма полезно моделирование или измерение импеданса реальных конденсаторов в интересующем диапазоне частот. Примеры измеренных частотных характеристик танталового конденсатора ёмкостью 0,15 мкФ с короткими выводами и выводами длиной 12 мм показаны на рис. 1.23 и 1.24. соответственно. Из них видно, что поведение реального конденсатора действительно имеет ёмкостный характер только до его резонансной частоты. Сравнение обоих рисунков показывает, что укорочение выводов конденсатора значительно увеличивает его резонансную частоту, от 10 до 100 МГц. Если, например, изменение частоты сигнала от 10 до 100 МГц даст для конденсатора с короткими выводами уменьшение ёмкостного импеданса примерно от 10 до 5 Ом (не враз, как для идеального конденсатора, то для того же конденсатора с длинными выводами импеданс будет уже не ёмкостным, а индуктивными увеличится от 2 до 10 Ом (враз, те. близко к идеальной индуктивности. f, МГц |Z|, Ом 100 10 1 4 5 6 7 8 9 10 20 30 f, МГц 10 1 Arg(Z), градусы -30 -10 10 30 50 70 Рис. 1.23. Измеренные частотные зависимости модуля и фазы импеданса танталового конденсатора 0,15 мкФ с короткими выводами 45 f, МГц |Z|, Ом 100 10 1 4 5 6 7 8 9 10 20 30 40 50 60 3 2 1 f, МГц 100 10 1 Arg(Z), градусы -40 -20 0 20 40 60 80 Рис. 1.24. Измеренные частотные зависимости модуля и фазы импеданса танталового конденсатора 0,15 мкФ с выводами длиной 12 мм Как правило, резонансная частота конденсатора должна значительно превышать рабочую частоту схемы. Для конденсаторов с высокой ёмко- стью достичь этого довольно трудно. Одно из простых и широко применяемых решений этой задачи заключается в подсоединении небольших высококачественных конденсаторов параллельно крупным конденсаторам. Такой метод способствует также компенсации возрастания последовательного сопротивления по мере старения оксидного конденсатора и тем самым поддержанию фильтрующей эффективности схемы. Фильтрацию СВЧ-помех осуществляют проходными конденсаторами. 1.5.3. Индуктивности Поведение идеальной индуктивности проиллюстрировано на рис. 1.25. Однако в реальных конструкциях могут существенно сказываться резистивные потери в проводнике, описываемые включением последовательно индуктивности L сопротивления потерь п. Кроме того, близкое расположение многочисленных витков проводника описывается, в первом приближении, паразитной ёмкостью п. Это существенно изменяет результирующий импеданс, который растёт и остаётся индуктивным лишь до частоты собственного резонанса реальной индуктивности, аза- тем становится ёмкостным и уменьшается (рис. 1.26). 90 f f |Z| Arg(Z) L 20 дБ/дек Рис. 1.25. Частотные зависимости модуля и фазы импеданса идеальной индуктивности п 0 f f |Z| Arg(Z), градусы -20 дБ/дек 20 дБ/дек резистивное ин- дук- тивное ём- костное 90 –90 R п L C п L R п π 2 п LC π 2 1 L R п π 2 п LC π 2 Рис. 1.26. Упрощённая эквивалентная схема и приближённые частотные зависимости модуля и фазы импеданса реальной индуктивности Более точные частотные характеристики можно получить измерениями. В качестве примера, результаты измерений импеданса реальной катушки индуктивности величиной 1,2 мкГн с минимальной длиной выводов показаны на рис. 1.27. Видно, что импеданс катушки растет только до частоты её резонанса около 110 МГц, а после уменьшается. Такое поведение также может давать неожиданные результаты. Например, использование такой же катушки, нос большей индуктивностью может вовсе не увеличить импеданс на заданной частоте, поскольку частота резонанса при этом уменьшится и может оказаться меньше частоты сигнала. f, МГц, Ом 100 10 1 10 1 10 2 10 3 10 4 f, МГц 100 10 1 Arg(Z), градусы -90 -60 -30 0 30 60 Рис. 1.27. Измеренные частотные зависимости модуля и фазы импеданса катушки индуктивности 1,2 мкГн с выводами минимальной длины Существуют и другие проявления неидеального поведения индуктивных компонентов. Некоторые из них связаны с сердечником. Например, неэкранированные катушки индуктивности с незамкнутым магнитопроводом сердечника являются антеннами для магнитных полей. Большие токи насыщают сердечник, что приводит к выбросам напряжения и генерации гармоник сигнала. Причина этого состоит в нелинейной зависимости магнитной индукции B сердечника от напряжённости магнитного поля, создаваемого током I в обмотке с числом витков N. Это эквивалентно изменению магнитной проницаемости сердечника μ, а значит, индуктивности катушки (рис. 1.28). ∼μ ∼μ B H ∼NI I N Ферромагнитный сердечник Рис. 1.28. Нелинейность магнитной проницаемости ферромагнитного сердечника Необходимо учитывать, что магнитная проницаемость сердечников из разных материалов, а также их потери сильно и очень по-разному зависят от частоты. Следует помнить, что μ зависит и от температуры, а при нагреве до температуры Кюри (которая у каждого материала своя) материал вовсе теряет свои магнитные свойства, те. его относительная магнитная проницаемость падает до единицы. Если на сердечнике не одна обмотка, те. в случае трансформатора, то его работу может ухудшить межобмоточная ёмкость. Её стараются уменьшать конструкторскими мерами если у стандартных трансформаторов она составляет 10–50 пФ, то у трансформаторов с обмотками на отдельных каркасах она уменьшается до 5 пФ, а экранирование трансформаторов электростатическими экранами вокруг обмоток может снизить её до 0,001 пФ, при заделке выводов и подсоединении экранов соответствующим образом. 1.5.4. Механические контакты Широко используются компоненты с механическими контактами (выключатели, кнопки, реле, герконы, электродвигатели, различные коммутаторы и т.д.). Явление искрения при коммутации контактов известно давно. Понимание причин этого явления требует рассмотрения физики разряда между движущимися контактами, которое здесь не приводится. Отметим лишь, что между контактами может устанавливаться тлеющий разряд, характеризуемый высоким напряжением и малым током, а также дуговой разряд, характеризуемый низким напряжением и большим током. Для того чтобы поддерживался тлеющий (дуговой) разряд, напряжение и ток между контактами должны превышать Т и Т (Д и Д. Значения этих напряжений довольно определенны, а токов – меняются. Порядки их следующие. Для контактов в воздухе при атмосферном давлении Т В. Типовое значение Д В, нов зависимости от материалов контакта (из-за испарения металла в дуге) оно находится в диапазоне 8–17 В. Типичные диапазоны токов составляют Т мА, а Д мА. Если ток в резистивной нагрузке меньше Д, дуги не будет, и помехоподавляющие схемы ненужны. Ноу контактов, повреждённых дуговым разрядом, Д может снизиться от исходного враз. Механическими контактами часто управляются индуктивные нагрузки, например соленоиды, электродвигатели и т.д. Размыкание таких цепей может приводить к прерывистому разряду, как показано на рис. 1.29. К V C i L R V I К lg(V К ) Дуговой разряд Тлеющий разряд Д Т Без учёта разрядов С разрядами Характеристика пробоя Без разрядов L а б Рис. 1.29. Прерывистый разряд при размыкании цепи с индуктивной нагрузкой Действительно, параллельно индуктивной нагрузке всегда включена паразитная ёмкость (риса. Если не учитывать процессы разрядов при пробое промежутка между контактами ключа, то напряжение на ключе имело бы вид графика без учёта разрядов на рис. 1.29 б. Но каждый ключ имеет свою характеристику пробоя (рис. 1.29 б. Когда ключ замкнут, через индуктивность протекает установившийся ток I=V/R. Когда ключ размыкается, индуктивность стремится сохранить этот токи он протекает через ёмкость, заряжая её до напряжения обратной полярности. Напряжение, приложенное к ключу, становится равным К и, следовательно, возрастает, так что может превысить напряжение пробоя ключа. При этом формируется дуговой разряда напряжение ключа падает до Д. Ёмкость разряжается через ключ стоком разряда, ограниченным сопротивлением и индуктивностью ключа. Если ток ключа превышает минимальный ток для установления дугового разряда, дуга держится. Если нетто дуга гасится, и ёмкость начинает заряжаться вновь. Напряжение ключа опять превышает напряжение дугового разряда ключа, и напряжение на ключе падает до Д. Если дуга не удерживается, ёмкость начинает заряжаться вновь. Со временем запасённая сначала энергия рассеивается, и напряжение на ёмкости сводится к нулю, так что К. Таким образом, наблюдается искрение, вызванное повторяющимся процессом нарастания (т.к. ёмкость заряжается) и быстрого спада (т.к. ёмкость разряжается) напряжения между контактами ключа (график с разрядами на рис. 1.29 б. С ростом расстояния между контактами, между ними может развиться тлеющий разряд, который может удерживаться или срываться, приводя к малым изменениям высокого напряжения на ключе. Спектр токов при искрении довольно широки поэтому могут быть проблемы с ЭМС. Проводники, по которым протекают эти токи, могут вызвать значительные излучения и создать помехи. Эти сигналы могут также распространяться непосредственно по проводникам, создавая потенциально более опасные воздействия, поскольку уровни сигнала могут составлять несколько сотен вольт. Кроме того, дуга разрушает контакты ключа. Осознание этих проблем привело к использованию различных мер подавления искрения в механических ключах. Основная цель этого – предотвратить формирование дуги (установившейся или прерывистой. Она достигается двумя способами не допуская превышения напряжения на ключе более напряжения разряда, а тока – более тока разряда. Первый не даёт дуге сформироваться, а второй – удерживаться. Например, чтобы не дать дуге сформироваться, можно замедлить нарастание напряжения на ключе и уменьшить его пиковое значение (график без разрядов на рис. 1.29 б. Для этого параллельно ключу или индуктивной нагрузке включают достаточно большой конденсатор (риса. Для ограничения тока разряда конденсатора через ключ при его замыкании последовательно конденсатору включают небольшой резистор (рис. 1.30 баб Рис. 1.30. Защита контактов ключа от искрения Подавление искрения в ключе может осуществляться как на самом ключе, как показано выше, таки на индуктивной нагрузке, или же обоими способами. Пример использования диода на индуктивной нагрузке показан на риса. Когда ключ размыкается, ток индуктивности замыкается через диод. Такое же включение широко используется при коммутации индуктивной нагрузки транзистором, в частности и для егоза- щиты (рис. 1.31 б. Когда транзисторный ключ прерывает ток через индуктивность, то всплеск напряжения на ней шунтируется диодом. Он, таким образом, подключает коллектор транзистора к источнику питания, предотвращая превышение напряжения между коллектором и эмиттером, которое может вывести из строя транзистора L I L V П б Рис. 1.31. Диодная защита в случае индуктивной нагрузки Весьма важен способ монтажа компонентов схем защиты. Поскольку через них могут протекать довольно большие и высокочастотные токи, то они могут эффективно излучать. Поэтому надо минимизировать площадь контуров протекания этих токов. Для этого желательно размещать компоненты схем защиты как можно ближе к источнику помеховых токов. В заключение отметим, что вопрос защиты ключей довольно обширен, поскольку существенно зависит от значений токов и напряжений коммутации, а также самих нагрузок и требуемых характеристик (например, скорости) их коммутации. Много примеров схем защиты и расчёта их параметров можно найти в соответствующей справочной литературе. Полезные практические рекомендации собраны в книгах Отта и Барнса. |