Газизов - ЭСиУРС. Т. Р. Газизов Электромагнитная совместимость и безопасность радиоэлектронной аппаратуры Рекомендовано умо по образованию в области сервиса и туризма в качестве учебного пособия для студентов высших учебных заведени

• Название: Т. Р. Газизов Электромагнитная совместимость и безопасность радиоэлектронной аппаратуры Рекомендовано умо по образованию в области сервиса и туризма в качестве учебного пособия для студентов высших учебных заведени
• Анкор: Газизов - ЭСиУРС.pdf
• Дата: 27.04.2018
• Размер: 3.32 Mb.
• Имя файла: Газизов - ЭСиУРС.pdf
• Тип: Документы; #18550
• страница: 3 из 20

FCC Класс B
(приведённый км) Армия
70 49,5 60 50 40 30 20 60 63,5 70 55,5 Расстояние измерениям кГц 25 МГц 10 ГГц
Напряженность электрического поля, дБмкВ/м Частота
Военно-воздушные силы и флот Класс A: Рис. 1.8. Сравнение ограничений на излучение RE02 (электрическое поле, 14 кГц – 10 ГГц) изделия Класса А (для установки в критичных местах) пои приведённых км для Класса B по FCC Класс А CE03
86 20 14 кГц 2 МГц 50 МГц Ток, дБмкА Частота Рис. 1.9. Ограничения по MIL-STD-461 на кондуктивные эмиссии CE03 (токовый пробник,
15 кГц – 50 МГц) для оборудования Класса А (для установки в критичных местах)

25
1.3.4. Измерения на соответствие стандартам Измерения излучаемых и кондуктивных эмиссий – сложный предмет. Достаточно сказать, что если процедуры измерения не оговорены четко, а остаётся свобода их интерпретации персоналом, проводящим измерения, то можно получить различные данные измерений на разных измерительных установках для одного итого же изделия. Поэтому каждый стандарт, устанавливающий ограничения, чётко определяет, как измерять данные, а именно, процедуру испытаний, испытательное оборудование, полосу частот, испытательные антенны и т.д. Здесь мы только познакомим с некоторыми испытаниями. Излучаемые эмиссии лучше измерять на открытой местности, на специальных полигонах. Однако их немного, и часто предварительные испытания проводят в полубезэховых камерах, представляющих собой экранированное помещение (для экранирования внешних сигналов, нарушающих измерения) с радиочастотными поглотителями в виде пирамид на стенах и потолке (для предотвращения отражений излучений изделия от стен и потолка) для имитации открытой местности (рис. 1.10). Высота сканирования
1–4 м, вертикальная и горизонтальная поляризации
3 мили м Анализатор спектра или приёмник Экранированная комната
Радиопоглощающие пирамиды Широкополосная антенна Плоскость земли Рис. 1.10. Измерение излучаемых эмиссий в полубезэховой камере

26
Кондуктивные эмиссии измеряют с помощью датчика тока на основе ферритового кольца с обмоткой, которое надевают на кабель от изделия рис. 1.11). Другой способ требует включения испытываемого изделия в сеть питания через согласующее устройство, называемое в международных стандартах LISN (line impedance stabilization network). Его идея пояснена на рис. 1.12: фильтр L
1
=50 мкГн, C
2
=1 мкФ не пропускает токи кондуктивных эмиссий от испытываемого изделия в сеть питания, и они через C
1
=1 мкФ проходят по входному сопротивлению (50 Ом) анализатора спектра (при его отсоединении C
1
разряжается через R
1
=1 кОм. Испытываемое изделие Анализатор спектра Рис. 1.11. Измерение кондуктивных эмиссий датчиком тока
-
_
C1
C1
LISN Земля (GW) Испытываемое изделие К сети питания 50 Ом 50 Ом
R
1
V
N
I
N
I
N
I
P
I
P
Нейтраль (Фаза (P) Рис. 1.12. Согласующее устройство (LISN) для измерения кондуктивных эмиссий Для более полного представления о порядках измеряемых величин от реальных изделий полезно увидеть примеры результатов измерений на соответствие требованиям на ЭМС. Излучаемые эмиссии типового цифрового устройства, измеренные в безэховой камере, показаны на рис. 1.13. Их легко сравнить с ограничениями различных стандартов. Как видно, измерения выполняются отдельно для вертикальной и горизонтальной поляризаций, о чём не упоминалось ранее. Кондуктивные эмиссии от этого устройства, измеренные с помощью LISN на проводах фазы и нейтрали, показаны на рис. 1.14. Приведены ограничения стандарта
CISPR 22 для разных детекторов, а также германского стандарта VDE, который отличается, в частности тем, что требует ограничений, начиная с частоты не 150, а 10 кГц.

27 30 100 200 40 Частота, МГц
Вертикальная поляризация дБ
20 30 40 50 60 70 80
FCC Part 15
German GOP Class B
CISPR а
30 100 200 40 Частота, МГц
Горизонтальная поляризация дБ
20 30 40 50 60 70 80
FCC
Part
15
German
GOP
Class
B
CISPR б Рис. 1.13. Излучаемые эмиссии вертикальной (аи горизонтальной (б) поляризаций от типового цифрового устройства, измеренные в полубезэховой камере Из рис. 1.13, 1.14 может сложиться впечатление, что удовлетворить ограничениям стандартов по ЭМС весьма просто. Однако оно обманчиво, поскольку над этим изделием много поработали, чтобы довести его до приемлемого состояния. А если бы его разрабатывали, не думая об ЭМС, то, почти наверняка, оно бы не удовлетворило требованиям стандартов.

28 0,01 1
10 0,1 30
Фаза
дБ
20 30 40 50 60 70 80
German GOP (Q-P) Частота, МГц 22 Average
CISPR 22 Quasi-Peak а
0,01 1
10 0,1 30
Нейтраль
дБ
20 30 40 50 60 70 80
German GOP (Q-P) Частота, МГц 22 Average
CISPR 22 Quasi-Peak б Рис. 1.14. Кондуктивные эмиссии, измеренные св проводах фазы (аи нейтрали (бот типового цифрового устройства, содержащего импульсный источник питания Был проведен простой эксперимент (рис. 1.15). Изготовлена плата с парой печатных дорожек. Генератор частотой 10 МГц в корпусе DIP управлял инвертором, выход которого подсоединен к одному концу этой пары дорожек, а ко второму её концу был подсоединен такой же инвертор. Схема запитывалась автономными источниками питания.

29 175 Генератор
10 МГц
+
5 В В
+
_ _ Инвертор
74LS04 Инвертор
74LS04 1 7 14 8 0,375 Стеклотекстолит
ε
r
=4,7 0,375 1,55 4,5
A-A
A
A Рис. 1.15. Схема простого эксперимента, демонстрирующего трудность удовлетворения ограничениям на излучаемые эмиссии. (Размеры в мм) Результаты измерений излучаемых эмиссий от устройства из рис. 1.15 показаны на рис. 1.16. Как видно, излучения горизонтальной поляризации превышают ограничения стандарта FCC для изделий Класса B на
30 дБ Несмотря на то, что плата размещена горизонтально, излучения вертикальной поляризации также превышают ограничения, но только на
15 дБ. Отметим, что этот простой эксперимент может служить лишь самым простым приближением реальной разводки печатных платно даже он сильно превышает ограничения ЭМС, показывая, как нелегко может быть им удовлетворить
30 100 200 40 Частота, МГц
Горизонтальная поляризация дБ
20 30 40 50 60 70 80
FCC Part 15
Subpart J, Class а

30 30 100 200 40 Частота, МГц
Вертикальная
поляризация
дБ
20 30 40 50 60 70 80
FCC Part 15
Subpart J, Class б Рис. 1.16. Излучаемые эмиссии вертикальной (аи горизонтальной (б) поляризаций от устройства из рис. 1.15, измеренные в полубезэховой камере
1.4. Нелинейные эффекты и ЭМС РЭС Этот раздел посвящен проблеме ЭМС радиоэлектронных средств
(РЭС) и написан по материалам монографии [8]. Проблема весьма сложна и раздел даст лишь общее представление о ней. Тем не менее, математическая сторона появления нелинейных искажений будет показана.
1.4.1. Причины обострения проблемы ЭМС РЭС Основные причины обострения проблемы ЭМС РЭС состоят в росте числа и плотности размещения РЭС, а также в техническом несовершенстве передатчиков и приёмников. Действительно, динамика роста числа РЭС наземных подвижных радиослужб в различных странах весьма велика. Например, в США подвижные службы радиосвязи в 1950 г. насчитывали около 0,1 млн передатчиков, в 1970 г. их стало 3,3 млн, а в 1975 г. – 5,8 млн. В Великобритании число передатчиков наземных подвижных радиослужб за 1960–1970 гг. увеличилось враз, а в ФРГ – враз. Растет не только число, но и плотность размещения РЭС. Так, значительная их часть размещается в больших городах, те. на малой территории. Общее число РЭС в районе крупных административных центров может достигать сотен тысяч. Наряде объектов расположено большое число РЭС в очень малом пространстве. Так, на радиопередающих центрах может быть установлено до 100 радиопередатчиков различных диапазонов и мощностей, на самолетах и

небольших кораблях – несколько десятков, а на авианосцах – несколько сотен. Так как РЭС в этих условиях оказываются на малых расстояниях друг от друга, то взаимное влияние в таких условиях оказывается особенно сильным. Техническое несовершенство передатчиков проявляется в том, что в спектрах их излучений, кроме основного, могут присутствовать нежелательные излучения внеполосные и побочные. К внеполосным относятся излучения, возникающие в процессе модуляции сигналом, отображающим сообщение, и примыкающие к необходимой полосе основного излучения, достаточной для передачи сообщения с требуемым качеством. К побочным относятся излучения, обусловленные любым нелинейным процессом, за исключением модуляции. Среди них выделяют излучения на частотах, кратных частотам основного излучения, те. на гармониках и субгармониках комбинационные излучения, возникающие при формировании частот основного излучения с помощью различных преобразований вспомогательных колебаний интермодуляционные излучения, возникающие при воздействии на передатчик излучений других передатчиков. Таким образом, в спектрах излучений передатчиков могут присутствовать все виды указанных нежелательных излучений и создавать помехи приёмникам других РЭС, что усугубляется существующей тенденцией к повышению мощности передатчиков РЭС для увеличения дальности их действия. Техническое несовершенство приёмников проявляется в том, что сигналы на входе приёмника могут оказаться на его выходе не только по основному, но и по побочным каналам. Кроме того, если на входе примни- ка действуют два или более сигналов, то помехи могут возникнуть из-за эффектов интермодуляции, перекрёстной модуляции и блокирования. Побочные каналы приёма находятся за пределами основного и образуются вследствие недостаточной избирательности резонансных цепей, формирующих основной канал прима, и нелинейных процессов в смесителях супергетеродинных приёмников. Частота побочного канала приёма определяется формулой f
ПК
=(n/m)f
Г
±(1/m)f
П
, где Г – частота гетеродина, П – промежуточная частота, m – 1, 2, …; n – 0, 1, 2, К побочным относятся каналы на промежуточной, зеркальной и комбинационной частотах. При интермодуляции нелинейно взаимодействующие исходные сигналы образуют новые колебания с комбинационными частотами. Если частота такого колебания совпадает с частотой основного или побочного канала прима, то возникает интермодуляционная помеха. Перекрёстные искажения сопровождаются изменением структуры спектра сигнала на выходе приёмника при действии сигнала и модулированной радиопомехи, частота которой не совпадает с частотами основного и побочных каналов прима. В следующем разделе показана математическая сторона появления нелинейных искажений.
1.4.2. Аналитическое определение эффектов нелинейного преобразования сигналов при тестовых воздействиях
1.4.2.1. Отклик нелинейной цепи на тестовые воздействия Рассмотрим указанные выше эффекты нелинейного преобразования сигналов, используя в качестве нелинейной цепи безынерционный нелинейный элемент, представленный вольтамперной характеристикой
)
(u
f
i
=
, при воздействии на его вход смещающего напряжения
0
U и двух косину- соидальных напряжений

u
, те.
2 2
1 1
0

0
cos cos
α
+
α
+
=
+
=
U
U
U
u
U
u
, где
1 1
1
ϕ
+
ω
=
α
t
,
2 Входящие в эти выражения величины
2 1
2 1
0
,
,
,
,
ϕ
ϕ
U
U
U
могут быть как постоянными, таки переменными, а
2 1
,
α
α
в общем случае – независимые переменные. Определим спектральный состав тока нелинейного элемента. Для этого характеристику нелинейного элемента разложим вряд Тейлора
n
n
n
n
u
dU
U
f
d
n
i

0 0
0
)
(
!
1
∑
∞
=
=
, и для сокращения преобразований предел суммирования ограничим значением. В таком случае выражение для тока нелинейного элемента принимает вид
)
cos cos
(
)
(
6 1
)
cos cos
(
)
(
2 1
)
cos cos
(
)
(
)
(
3 2
2 1
1 3
0 0
3 2
2 2
1 1
2 0
0 2
2 2
1 1
0 0
0
α
+
α
+
+
α
+
α
+
+
α
+
α
+
=
U
U
dU
U
f
d
U
U
dU
U
f
d
U
U
dU
U
df
U
f
i
,

Раскрывая скобки и применяя формулы
,
3
cos
4 1
cos
4 3
cos
,
2
cos
2 1
2 1
cos
3 ток нелинейного элемента можно представить суммой отдельных составляющих. После суммирования составляющих, имеющих одинаковые фазы, выражение для тока принимает вид
).
2
cos(
)
(
8 1
)
2
cos(
)
(
8 1
)
cos(
)
(
2 1
3
cos
)
(
24 1
3
cos
)
(
24 1
2
cos
)
(
4 1
2
cos
)
(
4 1
cos
)
(
4 1
)
(
8 1
)
(
cos
)
(
4 1
)
(
8 1
)
(
)
(
4 1
)
(
4 1
)
(
2 1
2 2
1 3
0 0
3 2
1 2
2 1
3 0
0 3
2 1
2 1
2 0
0 2
2 3
2 3
0 0
3 1
3 1
3 0
0 3
2 2
2 2
0 0
2 1
2 1
2 0
0 2
2 2
2 2
3 0
0 3
3 2
3 0
0 3
2 0
0 1
2 2
1 3
0 0
3 3
1 3
0 0
3 1
0 0
2 2
2 0
0 2
2 1
2 0
0 Выражение (1.5) определяет спектр тока нелинейного элемента. Первая строка этого выражения определяет постоянную составляющую тока. В остальных строках указаны косинусоидальные компоненты тока. Как видно, в результате нелинейного взаимодействия сигналов спектр тока на выходе нелинейного элемента существенно обогатился. Переходя вот углов к цилиндрическим частотам, замечаем, что наряду с исходными колебаниями с частотами
1
f
и
2
f
на выходе нелинейного элемента присутствуют компоненты тока с частотами
1 2 f
,
1 3 f
,
2 2 f
,
2 3 f ,
2 1
f
f
±
,
2 1
2 f
f
±
,
2 1
2
f
f
±
. В общем случае, если не ограничивать верхний предел суммирования в (1.4), при нелинейном воздействии двух сигналов с частотами
1
f
и
2
f
на выходе усилителя возникнут комбинационные частоты вида
2 2
1 1
f
P
f
P
f
KOM
±
=
, где P
1
и P
2
могут принимать значения 0, 1, 2, 3, Для оценки влияния комбинационных частот обычно вычисляют кривые относительных уровней комбинационных компонент отклика
f
f
I
I
D
K
lg
20
=
, где
K
f
I
– амплитуда комбинационной компоненты, а
f
I – амплитуда основной (полезной) компоненты.
1.4.2.2. Нелинейные искажения огибающей входного напряжения Предположим, что воздействующие на нелинейный элемент колебания имеют амплитудную модуляцию, тогда получим сигнал
)
(
1 1
ϕ
+
ω t
i
в виде
(
)
1 1
2 2
1 3
0 0
3 3
1 3
0 0
3 1
0 0
)
(
cos
)
(
4 1
)
(
8 1
)
(
1 Из этого выражения следует, что на входе рассматриваемого устройства, кроме основного сигнала (первое слагаемое) и его искаженной формы (второе слагаемое, имеется сигнал, амплитуда которого изменяется по закону модуляции помехи с несущей частотой
ω
2
(третье слагаемое. Рассмотрим характер искажений спектра огибающей полезного сигнала. Пусть амплитуды сигнала и помехи изменяются в соответствии с выражениями
)
cos
1
(
1 1
01 1
t
m
U
U
Ω
+
=
,
)
cos
1
(
2 2
02 Используя (1.9) для раскрытия выражения (1.8), получаем

35
).
cos(
)
cos
1
(
)
cos
1
(
)
(
4 1
)
cos
1
(
)
(
8 1
)
cos
1
(
)
(
1 1
2 2
2 2
02 1
1 01 3
0 0
3 3
2 2
02 3
0 0
3 1
1 01 0
0
)
(
1 После элементарных преобразований, заключающихся в возведении скобок в степень, разложении квадратичных и кубичных членов на члены с кратными углами, перемножении членов и суммирования составляющих тока с одинаковыми аргументами, выражению (1.10) придадим вид
[
(
)
(
)
]
(
)
,
cos
2
cos cos
2
cos cos
3
cos
2
cos cos
1 1
2 1
)
2
(
2 1
)
(
2 2
2 1
3 1
2 1
0
)
(
2 1
2 1
2 2
1 1
1 где
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
+
+
+
=
2 2
2 02 01 2
02 01 2
1 3
01 3
01 3
0 0
3 01 0
0 0
8 1
4 1
16 3
8 1
)
(
)
(
m
U
U
U
U
m
U
U
dU
U
f
d
U
dU
U
df
I
,
⎟
⎟
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎜
⎜
⎝
⎛
+
+
+
+
+
=
Ω
2 2
1 2
02 01 1
2 02 01 2
1 3
01 1
3 01 3
0 0
3 1
01 0
0 8
1 4
1 32 3
8 3
)
(
)
(
1
m
m
U
U
m
U
U
m
U
m
U
dU
U
f
d
m
U
dU
U
df
I
,
3 01 2
1 3
0 0
3 2
)
(
16 3
1
U
m
dU
U
f
d
I
=
Ω
,
3 01 3
1 3
0 0
3 3
)
(
32 1
1
U
m
dU
U
f
d
I
=
Ω
,
2 2
02 01 3
0 0
3
)
(
2 1
2
m
U
U
dU
U
f
d
I
=
Ω
,
2 2
2 02 01 3
0 0
3 2
)
(
8 1
2
m
U
U
dU
U
f
d
I
=
Ω
,

36 2
1 2
02 01 3
0 0
3
)
(
)
(
4 1
2 1
m
m
U
U
dU
U
f
d
I
=
Ω
±
Ω
,
2 2
1 2
02 01 3
0 0
3
)
2
(
)
(
8 1
2 Сумма членов, записанных в квадратных скобках выражения (1.11), представляет спектр огибающей. Первые два члена определяют полезный сигнала остальные – определяют продукты нелинейных искажений огибающей кривой входного напряжения. Количественно уровень нелинейных искажений для рассматриваемого случая можно оценить формулой
1 2
1 2
1 2
1 1
2
)
2
(
2
)
(
2 2
2 2
2 3
2 НИВ случае, когда помеха отсутствует, те. при
U
02
=0, коэффициент нелинейных искажений равен коэффициенту гармоник
1 1
1 2
3 2
2
Ω
Ω
Ω
+
=
I
I
I
K
Г
Часто при расчете коэффициента гармоник учитывают только вторую гармонику частоты модуляции, а в выражении амплитуды учитывают только первый член. В таком случае
2 01 1
0 0
3 0
0 3
2
)
(
)
(
16 3
1 1
U
m
dU
U
df
dU
U
f
d
I
I
K
Г
=
≈
Ω
Ω
Составляющие спектра огибающей с частотами
2
Ω ,
2 2
Ω ,
2 1
Ω
±
Ω
,
2 1
2
Ω
±
Ω
могут присутствовать лишь при одновременном действии сигнала и помехи, те. при
0 01
≠
U
и
0 02
≠
U
. Эти составляющие являются продуктами перекрестных искажений, действие которых оценивают коэффициентом перекрестных искажений
1 2
1 2
1 2
2 2
)
2
(
2
)
(
2 ПИ, который обычно заменяют приближенным выражением

37 2
01 1
2 0
0 3
0 0
3
)
(
)
(
2 1
1 ПИ. Подавление слабого сигнала сильным (блокирование) Это нелинейное преобразование состоит в том, что при прохождении сложного сигнала через нелинейный элемент соотношение амплитуд гармонических составляющих сигнала на входе нелинейного элемента изменяется в пользу составляющей с наибольшей амплитудой. Если, например, входной сигнал (1.2) представляет сумму двух косинусоидальных колебаний, где
U
2
>
U
1
, тов составе выходного сигнала нелинейного элемента) будут компоненты с частотами
ω
1
и
ω
2
, амплитуды которых
1
ω
I и
2
ω
I
удовлетворяют условию
1 2
1 Действительно, из (1.5) следует, что
)
(
4 1
)
(
8 1
)
(
2 2
1 3
0 0
3 3
1 3
0 0
3 1
0 0
1
U
U
dU
U
f
d
U
dU
U
f
d
U
dU
U
df
I
+
+
=
ω
)
(
4 1
)
(
8 1
)
(
2 1
2 3
0 0
3 3
2 3
0 0
3 2
0 Отсюда
2 2
0 0
3 0
0 3
2 1
0 0
3 0
0 3
2 1
0 0
3 0
0 3
2 2
0 0
3 0
0 3
1 2
)
(
)
(
4 1
)
(
)
(
8 1
1
)
(
)
(
4 1
)
(
)
(
8 1
1 Предположим, что
0
)
(
)
(
0 0
3 0
0 3
<
dU
U
df
dU
U
f
d
, те. производные имеют разные знаки. Тогда при
U
2
>
U
1
справедливо неравенство

38
,
1
)
(
)
(
4 1
)
(
)
(
8 1
1
)
(
)
(
4 1
)
(
)
(
8 1
1 2
2 0
0 3
0 0
3 2
1 0
0 3
0 0
3 2
1 0
0 3
0 0
3 2
2 0
0 3
0 и, следовательно, условие (1.12) выполняется, те. имеет место подавление слабого сигнала сильным. Очевидно, что при
U
1
>
U
2
неравенство (1.13) изменяется на обратное, а условие (1.12) превратится в условие
2 1
2 1
U
U
I
I
>
ω
ω
, те. по-прежнему имеет место подавление слабого сигнала сильным. Это явление может быть охарактеризовано характеристикой подавления, которой называется зависимость амплитуды слабого сигнала на выходе нелинейного элемента от амплитуды сильного сигнала на выходе этого элемента. Так, для рассмотренного здесь случая, когда
U
2
>
U
1
и
0
)
(
)
(
0 0
3 0
0 3
<
dU
U
df
dU
U
f
d
, характеристика подавления аналитически может быть представлена в виде
⎟
⎟
⎟
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎜
⎜
⎜
⎝
⎛
−
−
=
ω
2 2
0 0
3 0
0 3
2 1
0 0
3 0
0 3
1 0
0
)
(
)
(
4 1
)
(
)
(
8 1
1
)
(
1
U
dU
U
df
dU
U
f
d
U
dU
U
df
dU
U
f
d
U
dU
U
df
I