Скалин Цифровые системы передач. Учебник для техникумов Ю. В. Скалин, А. Г. Бернштейн, А. Д. Финкевич. М. Радио и связь, 1988. 272 с ил
 Скачать 4.61 Mb.
|
|
Глава 2 ЦИФРОВЫЕ ВИДЫ МОДУЛЯЦИИ 2.1. ИМПУЛЬСНО-КОДОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ Любая аппаратура обработки сообщений и систем передачи имеет конечную разрешающую способность. Это связано как с ошибками, возникающими при обработке сигналов, так и с наличием шумов в аппаратуре и каналах связи. Так, для наиболее высококачественного воспроизведения музыкальных программ достаточно передавать сигналы с динамическим диапазоном порядка 60 дБ. Для высококачественной передачи телевизионных изображений достаточен динамический диапазон порядка 40...46 дБ. При передаче телефонных сообщений ограничиваются динамическим диапазоном 40 дБ. Дальнейшее увеличение разрешающей способности устройств обработки и передачи сигналов связано со значи- тельным усложнением аппаратуры. В связи с этим нет необходимости передавать все бесконечное множество амплитудных значений непрерывных сигналов, его можно ограничить конечным множеством, содержащим определенное, заранее установленное для того или иного вида сигналов, число «разрешенных» амплитудных значений. Эти «разрешенные» для передачи амплитудные значения сигнала называются уровнями квантования; выбор их количества определяет качество передачи электрических сигналов. При ограничении числа «разрешенных» уровней их можно перенумеровать и передавать уже не сами значения уровней, а их номера, например в двоичной системе счисления, т. е. осуществить цифровую передачу сигналов. Наиболее широкое распространение получили в настоящее время многоканальные ЦСП, в которых используется метод импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). При ИКМ отсчеты аналогового АИМ сигнала преобразуются в последовательность кодовых групп, состоящих из двоичных символов. Для осуществления ИКМ необходимо произвести три операции: дискретизацию сигналов по времени (получение сигнала АИМ); квантование полученных импульсов по амплитуде; кодирование квантованных по амплитуде импульсов. Преобразование сигналов при ИКМ показано на рис. 2.1. Вопросы дискретизации непрерывных сигналов и получение группового многоканального сигнала при ВРК рассмотрены в гл. 1. Полученный групповой многоканальный АИМ сигнал подвергается квантованию по уровню. Этот процесс аналогичен процедуре округления чисел. Разность между двумя соседними разрешенными для передачи уровнями называется шагом квантования Д. Если амплитуда отсчета сигнала в пределах двух соседних разрешенных значений превышает половину шага квантования А/2, ее значение увеличивается в большую сторону, если меньше половины шага квантования — в меньшую сторону. Такое округление сопровождается погрешностью. Разность между истинным значением отсчета сигнала и его квантованным значением называется ошибкой, или шумом квантования, который определяется как £кв(0 = £/ А им(0—U KS (t). Произведя «нумерацию» уровней квантования, можно передавать не сами уровни, а их значения по шкале уровней в двоичном Рис. 2.1. Принципы ИКМ коде. Указанные преобразования сигнала иллюстрируются табл. 2.1, в которой указаны амплитуды отсчетов сигнала £/дим(0 (рис. 2.1,а), их кван- тованные значения U Klt (t) (рис. 2.1, а), ошибки квантования l(t) (рис. 2.1,6), нумерация уровней квантования N и осуществлено преобразование десятичных значений номеров уровня квантования в двоичное число (рис. 2.1,в). Полученная в результате этого преобразования импульсная последовательность является групповым ИКМ сигналом. Преобразование десятичного числа в двоичное легко производить по следующему правилу: 1) десятичное число условных шагов квантования представляется суммой чисел, например 105 = 64 + 32 + 8+1; т 2) в ряду чисел 22 м единицы ставятся там, где есть числа. м = о и нули там, где их нет: Совокупность единиц и нулей между двумя квантованными отсчетами группового сигнала называется кодовой группой, а число единиц и нулей в кодовой группе определяет ее разрядность. Например: 011 — трехразрядная кодовая группа; 1101001 — семиразрядная кодовая группа. Если кодовая группа содержит т разрядов, то с помощью такого m- разрядного кода можно закодировать М =2™ уровней. Так, при т = 5 М = 32, при т = 7 М= 128 и т. д. При известном количестве уровней квантования разрядность кодовой группы определяется соотношением m = log 2 Af. Устройства, преобразующие амплитудные отсчеты сигнала в кодовую группу, называются кодерами, а устройства, осуществляющие обратное преобразование, — декодерами. Совместно кодирующие и декодирующие устройства называются кодеками. Рис. 2.2. Равномерное квантование: а -- амплитудная характеристика квантующего устройства; б — ошибки квантования Равномерное квантование. Квантование называется равномерным в том случае, если шаг квантования в допустимых пределах возможных амплитудных значений сигнала остается постоянным A = const. На рис. 2.2, а приведена амплитудная характеристика квантующего устройства U Ka x=f(U bX ) с равномерным шагом квантования. Амплитудная характеристика имеет два характерных участка: зону квантования и зону ограничения. Для первого участка характерно само квантование входных сигналов, и их величина U BX определяется пределом —U 0 ^U BX ^U 0 . В некоторые моменты времени входной сигнал может превысить значение U 0 , т. е. | U B *\ > | U 0 \. В этом случае произойдет ограничение максимальных мгновенных значений сигнала. В соответствии с этим кроме шумов квантования различают еще и шумы ограничения, которые вызываются ограничением максимальных мгновенных значений сигнала. Обычно уровень сигнала на входе каналов систем ИКМ выбирается так, чтобы с учетом статистических характеристик сигнала вероятность превышения \U max \'> >\U 0 \ была достаточно малой, поэтому определяющими в системах ИКМ являются шумы квантования, а не шумы ограничения. Средняя мощность шумов квантования при равномерном шаге Лн.кв = А 2 /12, где А — шаг квантования. Максимальное число условных уровней (шагов) квантования при равномерном квантовании /и кв = li£s2*I + 1« Шт1 + 1. А Л При равномерном квантовании относительная ошибка квантования зависит от величины отсчета входного сигнала. Как показано на рис. 2.2, б, для первого отсчета сигнала максимальная ошибка квантования составляет '/в, а для второго — '/г- Поэтому недостатком равномерного квантования является то, что относительное значение ошибки квантования велико для слабых сигналов и уменьшается с увеличением уровня сигнала. Для выбора числа уровней равномерного квантования необходимо знать, как изменяется средняя мощность абонентских сигналов на входе системы передачи. Известно, что средняя мощность телефонного сигнала является случайной величиной и изменяется с течением времени как для одного абонента, так и при смене абонентов из-за разной длины (протяженности) абонентских линий. При определении числа уровней квантования нужно ориентироваться на допустимую ошибку квантования для наиболее удаленных абонентов, телефонные сигналы которых имеют наименьшую среднюю мощность. Обычно считают, что для выполнения принятой нормы по отношению сигнал-шум квантования для 99,7 % всех абонентов необходимое число уровней при равномерном квантовании должно быть М кв = 512...2048, что требует девяти-десяти разрядов кодовой группы. Таким образом, разброс средних мощностей абонентских сигналов приводит к существенному увеличению числа уровней равномерного квантования, что существенно усложняет аппаратуру и, как будет показано в дальнейшем, приводит к значительному увеличению скорости цифрового потока группового цифрового сигнала. Указанные недостатки равномерного квантования могут быть устранены: обеспечением автоматической регулировки уровней средней мощности абонентских сигналов в каждом из каналов с целью сведения к минимуму их разброса, что существенно усложнит аппаратуру; неравномерным квантованием. Неравномерное квантование. Для выравнивания относительной ошибки квантования при изменении средней мощности абонентского сигнала в широких пределах и соответственно уменьшения числа шагов квантования применяют неравномерное (нелинейное) квантование. При неравномерном квантовании шаг квантования изменяется в допустимых пределах амплитудных значений квантуемых сигналов (рис. 2.3,а), возрастая с увеличением уровня сигнала. Абсолютная ошибка квантования возрастает с увеличением уровня сиг нала (отсчет 1), но ее относительное значение, т. е. отношение сигнал-ошибка квантования, не изменяется. Рис. 2.3. Неравномерное квантование: а амплитудная характеристика квантующего устройства; б — ошибки квантования Использование неравномерного квантования позволяет выровнять отношение сигнал-ошибка квантования во всем диапазоне средних мощностей входных абонентских сигналов, а следовательно, сократить число шагов квантования в 2...4 раза по сравнению с равномерным квантованием до Ai KB = 128...256, что требует семи-восьми разрядов кодовой группы. Неравномерная (нелинейная) амплитудная характеристика (рис. 2.3, б) квантующего устройства может быть реализована несколькими способами: сжатием динамического диапазона входных сигналов перед ко- дированием с помощью компрессоров и последующим его расширением после декодирования экспандерами (аналоговое компанди-рование); цифровым компандированием; нелинейным кодированием и декодированием. В данном параграфе будет рассмотрено только аналоговое компандирование, при котором используются устройства с нелинейными амплитудными характеристиками. На рис. 2.4, а показаны амплитудная характеристика компрессора-сжимателя динамического диапазона (кривая 1) и амплитудные отсчеты группового сигнала, поступающие на него. При равномерном шаге квантования сигнала без компрессирования максимальная ошибка квантования слабого сигнала (отсчет 1) составляет '/+• амплитуды отсчета, а сильного (отсчет 2) — '/и- На выходе компрессора (рис. 2.4,6) амплитудные соотношения сигналов изменяются Рис. 2.4. Использование компан-дерных устройств для неравномерного квантования: а — амплитудные характеристики компандера; б — групповой сигнал на выходе компрессора (уменьшается динамический диапазон D = U max /U m in). Значительно увеличивается амплитуда малых сигналов (отсчет 1) и мало меняется амплитуда больших сигналов (отсчет 2). Осуществляя равномерное квантование сигналов, прошедших компрессор с тем же шагом квантования А, получаем ошибку квантования для отсчета 1, равную Ve его амплитуды, а для отсчета 2—Vi8, т. е. относительная ошибка квантования слабых сигналов уменьшилась в 2 раза, а сильных — изменилась очень мало. Уменьшение ошибки квантования эквивалентно уменьшению шага квантования слабых сигналов. Применение компрессора перед кодерами с равномерными квантующими характеристиками позволяет получить неравномерное квантование. Для восстановления исходного динамического диапазона сигнала на приемном конце используется экспандер, амплитудная характеристика которого (кривая 2) обратна характеристике компрессора. Суммарная амплитудная характеристика цепи компрессор—экспандер (кривая 3) должна быть линейной. Недостатком аналогового компандирования является то, что очень сложно получить с большой точностью взаимообратные амплитудные характеристики компрессора и экспандера, вследствие чего нелинейность суммарной амплитудной характеристики приводит к нелинейным искажениям передаваемых сигналов. Рис. 2.5. Структурная схема включения компандера Структурная схема включения компрессора и экспандера в групповой тракт системы ИКМ-ВРК показана на рис. 2.5. Групповой АИМ сигнал в передающей части оборудования поступает на компрессор К, который сжимает его динамический диапазон, а затем на линейный кодер. В приемной части оборудования после декодирования динамический диапазон сигнала восстанавливается экспандером Э. Кодирование. На рис. 2.1 был рассмотрен процесс кодирования с помощью простейшего натурального двоичного кода. Такой код используется при кодировании однополярных АИМ сигналов, получающихся при дискретизации однополярных аналоговых сигналов, сигналов с постоянной составляющей (телевизионных, передачи данных). Телефонные сигналы, сигналы звукового вещания являются двуполярными, при их дискретизации получают последовательность разнополярных импульсов. Для кодирования разнополярных импульсов используют симметричный двоичный код (рис. 2.6). В симметричном двоичном коде 1 или 0 в старшем разряде определяют полярность кодируемого импульса (1 — положительный отсчет сигнала, 0 — отрицательный). Кодовая группа после старшего разряда определяет число шагов квантования в положительной или отрицательной области сигнала. Рис. 2.6. Импульсно-кодовая модуляция при симметричном двоичном коде 28 Рис. 2.7. Кодовые таблицы: а — натурального двоичного кода: б — симметричного двоичного кода Рис. 2.8. Определение тактовой частоты ИКМ сигнала Например, кодовая группа 110 110 1 определяет положительный импульс величиной в 45 шагов квантования, а кодовая группа 0 10 110 1 — отрицательный импульс такой же величины. Достоинством натурального и симметричного двоичных кодов является возможность их реализации с помощью простых кодеров, а недостатком — сравнительно низкая помехозащищенность, так как при различном весе разрядов пропадание одного импульса с большим весом приводит к большим искажениям сигнала. Например, если в принимаемой кодовой комбинации 1101101 происходит ошибка в шестом разряде и принимается комбинация вида 1001101, ошибка будет равна 2 5 = 32 условных шага квантования. Удобным графическим изображением кодов являются кодовые таблицы, характеризующие связь между числом уровней квантования и соответствующими кодовыми комбинациями (рис. 2.7). Каждая строка таблицы определяет вид кодовой комбинации, соответствующей числу шагов квантования и полярности импульса квантованного АИМ сигнала. Заштрихованная клетка соответствует 1 в данном разряде, незаштрихованная — 0. Двоичные коды по времени их появления разделяются на п а- раллельные, если сигналы кодовой группы появляются одновременно, и последовательные, если сигналы кодовой группы появляются последовательно во времени, разряд за разрядом. Ширина полосы частот ИКМ сигнала. Преобразование сигналов из аналоговой в цифровую форму существенно увеличивает их помехозащищенность при передаче, так как приемник должен регистрировать два состояния передаваемого сигнала или его наличие (прием единицы) или его отсутствие (прием нуля). Однако улучшение помехозащищенности сопровождается существенным расширением полосы частот передаваемого ИКМ сигнала. Рассмотрим временные диаграммы образования группового сигнала в системах с ВРК и цифрового ИКМ сигнала (рис. 2.8). В соответствии с теоремой Котельникова период дискретизации между двумя соседними отсчетами сигнала первого канала Гд^ ^.l/2F B . Промежуток времени между двумя отсчетами соседних каналов зависит от числа объединяемых каналов и определяется как T K = TJN, где N — число объединяемых каналов. Промежуток времени между двумя соседними импульсами кодовой группы, называемый тактовым периодом, зависит от числа разрядов кодовой группы т и определяется как T r = TJm = T n INm. Частота следования импульсов группового цифрового сигнала называется тактовой частотой f T =l/7 , T = F^Nm. С тактовой частотой связано такое понятие, как скорость передачи цифровой информации, которая определяется как число переданных двоичных знаков (бит) в секунду (бит/с). Если за 1 с передается 1000 двоичных знаков (единиц и нулей), то говорят, что скорость передачи цифрового потока В=1000 бит/с или 1 кбит/с. Скорость передачи в килобитах в секунду (кбит/с) соответствует / т в килогерцах (кГц). Например, тактовая частота цифрового сигнала аппаратуры ИКМ-30 равна 2048 кГц. Это значит, что скорость цифрового потока аппаратуры равна 2048 кбит/с или 2,048 Мбит/с. Для ЦСП ширина полосы частот линейного тракта при допустимых искажениях цифрового сигнала приближенно определяется как Af икм=/т, т. е. • A/ H KM = /yVm. (2.1) Можно сравнить полосы частот, которые требуются для передачи сигналов в системах с ЧРК и с ИКМ. В системах с ЧРК Af ЧРК = = 4iV кГц, а в системах с ИКМ в соответствии с (2.1) Д/икм в 2т раза больше, т. е. при т = 7...8 ширина требуемой полосы частот ЦСП в 14... 16 раз больше, чем в аналоговых системах с ЧРК. Пример. Определить полосу частот и скорость цифрового потока 12- каналь-ной системы передачи с ИКМ, если максимальное число уровней квантования группового АИМ сигнала М„ в = 256 и F„=3,4 кГц. Частота дискретизации телефонных сообщений, выбираемая по условию F a >2F B , равна 8 кГц. Заданное число уровней квантования определяет количество разрядов в кодовой группе m = log 2 = 256 = 8. Тактовая частота f T = = FnNm=768 кГц. Скорость В=768 кбит/с. 2.2 ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНАЯ ИМПУЛЬСНО-КОДОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ В ЦСП с ИКМ квантованию и кодированию подвергаются дискретные по времени отсчеты непрерывного сигнала, взятые из условия теоремы Котельникова. Однако такой метод передачи квантованных выборок сигнала в закодированном виде не является единственно возможным методом импульсной передачи непрерывных сообщений. Как известно, для речевого сигнала более вероятны низкочастотные составляющие спектра. Это означает, что мгновенные значения дискретных отсчетов сигнала в соседних точках дискретизации с большой вероятностью мало отличаются друг от друга. Поэтому можно вместо кодирования и дальнейшей передачи отсчетов передавать по тракту связи кодированные значения разности соседних отсчетов, по которым на приемной стороне восстанавливаются значения отсчетов сигнала. Такой метод передачи называется дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией (ДИКМ). На рис. 2.9, а показаны дискретные отсчеты непрерывного сигнала, при квантовании и кодировании которых получают цифровой ИКМ сигнал, а на рис. 2.9, б — амплитудные значения разностей двух соседних отсчетов. Осуществляя квантование и кодирование разностей соседних отсчетов, получают цифровой ДИКМ сигнал. Как видно из рисунков, амплитуды разностей отсчетов меньше амплитуд самих отсчетов, поэтому при одинаковом шаге квантования число разрядов кодовой группы при ДИКМ меньше, чем при ИКМ. Уменьшение числа разрядов в кодовой группе при ДИКМ снижает скорость передачи цифрового потока и, следовательно, уменьшает требуемую полосу частот линии передачи. Если же полоса частот линии передачи н скорость цифрового потока определяются параметрами ИКМ, то применение ДИКМ позволяет уменьшить ошибку квантования по сравнению с ИКМ за счет уменьшения шага квантования. Рис. 2.9. Принципы ДИКМ Рис. 2.10. Структурная схема кодека ДИКМ: а — кодер; б — декодер В настоящее время известно много вариантов технической реализации ДИКМ. Наиболее широкое распространение получила схема кодера ДИКМ с обратной связью, представленная на рис. 2.10, а. В этой схеме оценивается не разность между двумя соседними отсчетами передаваемого сигнала, а разность между значением данного отсчета и квантованным значением предыдущего отсчета, что позволяет уменьшить ошибку квантования. Временные диаграммы, поясняющие принцип кодера, показаны на рис. 2.11 Рис. 2.11. Временные диаграммы формирования сигнала при ДИКМ: а — определение разностного сигнала; б — разностный сигнал; в — формирование сигнала на выходе декодера Структурная схема кодера включает в себя: ФНЧ, ограничивающий спектр частот входного сигнала частотой F B , дифференциальный (разностный) усилитель ДУ, усиливающий разность Двух сигналов, поступающих на его входы; дискретизатор Дскр, осуществляющий дискретизацию разностного сигнала; кодер ИКМ, осуществляющий квантование и кодирование разностного сигнала; декодер ИКМ, в котором кодовые группы преобразуются в дискретные отсчеты разностного сигнала; интегратор Инт, преобразующий амплитудные отсчеты сигнала, поступающие на его вход, в ступенчатую функцию. Рассмотрим принцип работы кодера (рис. 2.11,а). В начальный момент времени U напряжение на выходе интегратора отсутствует и на выходе усилителя напряжение соответствует непрерывному сигналу. Дискретный отсчет с амплитудой Ui квантуется и кодируется в кодере ИКМ и затем через декодер поступает на интегратор, который запоминает его амплитуду до момента времени t 2 . В момент времени t 2 напряжение на неинвертирующем входе ДУ (/) равно напряжению аналогового сигнала U 2 , а на инвертирующем входе (2) — напряжению на выходе интегратора U\. На выходе разностного усилителя получаем разность напряжений Ad = = <У 2 — U\. После квантования и кодирования этой разности в линию поступает кодовая группа, соответствующая разности двух соседних отсчетов. По цепи обратной связи через декодер амплитуда отсчета U 2 поступает на интегратор и запоминается им дс момента времени t 3 . В этот момент времени опять происходит определение разности \U 2 , ее квантование, кодирование и т. д. Ког 32 да напряжение на выходе интегратора (в момент г 4 ) больше напряжения аналогового сигнала, разность на выходе ДУ будет отрицательной. После квантования, кодирования и декодирования на выходе интегратора получится отрицательный скачок напряжения Д1/з на величину этой разности. Структурная схема декодера ДИКМ (см. рис. 2.10,6) состоит из декодера ИКМ, интегратора и ФНЧ. На выходе декодера ИКМ получают сигнал, соответствующий разности соседних отсчетов (см. рис. 2.11,6). Эти отсчеты интегратор преобразует в ступенчатое напряжение (см. рис. 2.11,в), а ФНЧ «сглаживает» его, в результате чего опять получают непрерывный сигнал (штриховая линия на рис. 2.11, в). Итак, при ДИКМ кодируется не значение отсчетов сигнала, а разность соседних отсчетов. Квантование и кодирование разности позволяет уменьшить число уровней квантования разностей отсчетов по сравнению с необходимым числом уровней при квантовании самих отсчетов. Таким образом, уменьшается разрядность кода и, следовательно, число информационных символов, передаваемых по каналу передачи в единицу времени. 2.3. ДЕЛЬТА-МОДУЛЯЦИЯ При рассмотрении принципов ИКМ и ДИКМ предполагалось, что период дискретизации выбран в соответствии с теоремой Котельникова: T A =\f2F B . Было выяснено, что некоторые преимущества, которые дает применение ДИКМ, основаны на том, что соседние отсчеты дискретизированного сигнала с большой вероятностью мало отличаются друг от друга. Последнее и дает возможность уменьшить разрядность кодовых групп, отображающих передаваемые разности отсчетов. Следовательно, если взять период дискретизации T a B , то различие между соседними отсчетами аналогового сигнала будет еще меньше, а применительно к ДИКМ меньше и разрядность кода. Поэтому при достаточно малом периоде дискретизации разность между соседними отсчетами может быть сделана достаточно малой, а именно такой, когда за каждый период дискретизации в тракт передачи можно будет передавать либо —1, если разность двух отсчетов Д£/<Д, где А — выбранный шаг квантования, либо +1, если Д£/>Д. Таким образом, при выбранном приращении передаются сведения только о его знаке и для этого достаточно передавать один двоичный символ в каждый момент отсчета. Такой способ формирования цифрового сигнала называется классической дельта- модуляцией (ДМ) в отличие от других, более поздних ее разновидностей. Рассмотрим подробнее процесс преобразования аналогового сигнала в импульсную последовательность, а также процесс обратного преобразования при дельта-модуляции. Для этого воспользуемся структурной схемой модема дельта-модуляции — модулятора и демодулятора, изображенной на рис. 2.12. Рис. 2.12. Структурная схема дельта-модулятора В схему входит ФНЧ, ограничивающий спектр частот входного сигнала, дифференциальный (разностный) усилитель ДУ, усиливающий разность двух поступающих на его входы сигналов U[t) — —U*(t), генератор тактовой частоты ГТЧ, импульсы с которого поступают на пороговое устройство ПУ. На выходе ПУ возникают импульсы положительной полярности, если на выходе ДУ U(t) — —U*(t)>0, и импульсы отрицательной полярности, если U(t) — —U*(t)<0. В цепь обратной связи включается идеальный интегратор (рис. 2.13, а). Если длительность управляющих импульсов много меньше тактового периода и схема интегратора содержит запоминающий элемент с бесконечной памятью, формируется аппроксимирующее напряжение с прямоугольной формой ступенек (рис. 2.13, б). Импульсы положительной полярности через диод VI^i и Кл1 поступают на конденсатор и постепенно заряжают его, так что напряжение на конденсаторе имеет вид положительно нарастающих ступенек. Если приходят отрицательные импульсы через диод VD 2 и Кл 2 , напряжение на конденсаторе ступенчато уменьшается. Рис. 2.13. Формирование сигнала на выходе интегратора Рис. 2.14. Временные диаг-рам!мы получения дельта-кода Кодер работает следующим образом (рис. 2.14). В тактовый момент 1 напряжение сигнала U x (t) >0, так как тактовый импульс еще не появлялся на входе интегратора и, следовательно, U*(t)—0. На выходе ПУ появляется положительный импульс, который на выходе интегратора дает ступенчатое напряжение, постоянное до следующего тактового момента. В тактовый момент 2 напряжение £Л(0>^2*(0> на выходе ПУ опять появляется положительный импульс, который на выходе интегратора дает ступенчатое напряжение, сохраняющееся до следующего тактового импульса. Возрастание ступенчатого напряжения будет происходить до тех пор, пока U(t) >U*(t). В тактовый момент 3 напряжение входного сигнала U(t)<.U*(/). Следовательно, разность на выходе ДУ становится отрицательной и ПУ дает отрицательный импульс. В результате на выходе интегратора появляется отрицательный скачок напряжения. В тактовый момент 4U(t)>U* (t) и, следовательно, на выходе интегратора опять возникает положительный скачок напряжения. Таким образом, на выходе интегратора формируется аппроксимирующее ступенчатое напряжение U*(t), а на выходе ПУ формируется дельта-код, который можно посылать в линию передачи. Дельта-декодер состоит из формирующего устройства ФУ, системы синхронизации (СС), интегратора и ФНЧ. Формирующее устройство восстанавливает искаженную форму импульсного сигнала, который затем поступает на интегратор декодера. Последний работает точно так же, как и интегратор, включенный в цепь обратной связи кодера. На выходе интегратора получается ступенчатое аппроксимирующее напряжение U*(t), которое после ФНЧ преобразуется в непрерывный сигнал U(t). Различие форм передаваемого сигнала и аппроксимирующего напряжения, формируемого на приеме, определяет сигнал ошибки U(t)— U*(t) (рис. 2.14). Составляющие спектра сигнала ошибки, попадающие в полосу частот передаваемого сигнала так же, как и при ИКМ, приводят к появлению шума квантования. Квантование сигналов при ИКМ сопровождается еще и ошибкой ограничения, возникающей в том случае, когда максимальные значения 2* •' 35 входных сигналов превышают пределы максимальных значений квантующих устройств. Как видно из рис. 2.14, в дельта-модуляции при рассмотренной аппроксимации сигнала на участках резкого изменения крутизны сигнала T„ ev ступенчатое напряжение U*(t) с одинаковым шагом приращения не «успевает следить» за изменением сигнала U(г). На этих участках возникают специфические, свойственные способу ДМ искажения передаваемых сигналов — перегрузка по крутизне. Для уменьшения шумов перегрузки при ДМ можно увеличить шаг квантования, но при этом возрастает ошибка квантования, или при том же шаге квантования увеличить тактовую частоту, что приведет к увеличению скорости цифрового потока. Поэтому в рассмотренной здесь классической схеме дельта-модулятора при одинаковых с ИКМ шумах квантования тактовая частота или скорость цифрового потока будет существенно больше. Если в случае ИКМ при кодировании 8-разрядным кодом одного канала ТЧ тактовая частота f т = 2• 4 кГц-8=64 кГц, то при ДМ она при тех же шумах квантования должна быть в 2...2,5 раза выше (примерно 150 кГц). По этой причине классическая ДМ практически не используется, а применяются ее разновидности. 2.4 ДЕЛЬТА-МОДУЛЯЦИЯ С КОМПАНДИРОВАНИЕМ Тактовая частота в системах передачи с ДМ может быть существенно уменьшена, если для устранения перегрузки по крутизне шаг квантования менять в зависимости от характеристик передаваемых сигналов. По инерционности методы компандирования делятся на два типа. При мгновенном компандировании управляемый параметр ДМ может быстро изменяться от такта к такту, а при инерционном компандировании время регулирования соизмеримо с длительностью слогов речевого сообщения. Компандирование позволяет не только уменьшить тактовую частоту, но и поддерживать постоянным отношение сигнал-шум квантования при изменении мощности сигнала в достаточно широких пределах и тем самым расширять динамический диапазон канала. В зависимости от характеристик передаваемых сигналов может использоваться тот или иной вид компандирования. Обычно считают, что мгновенное компандирование целесообразно использовать при передаче сообщений с резкими изменениями значения (например, сигналов телевидения), тогда как инерционное компандирование более эффективно при передаче речевых сообщений. В некоторых случаях используют одновременно и мгновенное, и инерционное компандирование. Упрощенная структурная схема дельта-кодека с инерционной компрессией по структуре цифрового сигнала на выходе модулятора показана на рис. 2.15, а. 36 Рис. 2.15. Структурная схема дельта-кодека с инерционной компрессией по структуре цифрового потока: а — кодер; б — декодер Основу структурной схемы составляет обычный классический дельта- модулятор с одинарным интегратором. Основной принцип работы схемы заключается в том, что амплитуда импульсов на входе интегратора изменяется в соответствии со структурой цифрового потока, получающейся на выходе дельта-модулятора. Инерционная компрессия в модуляторе осуществляется с помощью формирователя сигнала управления ФУ и амплитудно-импульсного модулятора М, включенного на входе интегратора. Формирователь сигнала управления состоит из дополнительного интегратора ДИ, ограничивающего спектр частот импульсной последовательности в области высоких частот, сглаживающего фильтра СФ, детектора огибающей ДО и схемы сложения огибающей с некоторым постоянным напряжением £/ 0 , определяющим заданное минимальное значение амплитуды импульсов на входе интегратора. Работа схемы поясняется с помощью временных диаграмм (рис. 2.16). Непрерывный сигнал (1) поступает на вход ДУ и на выходе ПУ при нарастании входного сигнала начинает формироваться последовательность положительных единичных импульсов (3). Формируемая импульсная последовательность поступает на дополнительную интегрирующую цепь, на выходе которой из-за ограничения спектра верхних частот и расширения длительности импульсов возникают межсимвольные искажения (искажения первого рода), что приводит к появлению сигнала огибающей импульсной последовательности (4). Сглаживающий фильтр выделяет сигнал огибающей (5), амплитуда которого зависит от плотности единице импульсной последовательности. Детектор огибающей осуществляет двухполупериодное выпрямление этого сигнала (6). К напряжению огибающей подмешивается некоторое постоянное напряжение U0, которое обеспечивает постоянную амплитуду импульсов на выходе модулятора при равномерной плотности положительных и отрицательных единиц на его входе, т. е. при отсутствии напряжения огибающей. При увеличении плотности единиц амплитуда импульсов, поступающих на интегратор по цепи обратной связи, будет изменяться (7) под действием напряжения огибающей, и аппроксимирующая ступенчатая функция (8) в зависимости от крутизны нарастания непрерывного сигнала будет иметь переменный шаг квантования. Рис. 2.16. Временные диаграммы работы кодека с инерционной компрессией Структурная схема декодера изображена на рис. 2.15,6. Включенный последовательно с интегратором модулятор и ФУ позволяют восстановить аппроксимирующий сигнал, как это было описано выше, и получить на выходе ФНЧ исходный непрерывный сигнал. Рис. 2.17. Структурная схема кодека с мгновенной компрессией по структуре цифрового потока Упрощенная структурная схема кодека с мгновенным компандированием по структуре цифрового потока показана на рис. 2.17. Схема содержит классический дельта-модулятор, к которому дополнительно подключены амплитудно-импульсный модулятор и импульсный преобразователь ИП. Импульсный преобразователь в зависимости от характеристик двоичной последовательности изменяет величину приращений аппроксимирующего напряжения, для чего используется модулятор. Главным достоинством данного типа мгновенного компандирования является возможность реализации аппаратуры на современных элементах счетной техники, что обеспечивает точное соответствие характеристик компрессии на стороне передачи и экспандирования на стороне приема. Рис. 2.18. Временные диаграммы работы кодека Принцип работы такой схемы можно пояснить с помощью временных диаграмм (рис. 2.18). Импульсный преобразователь анализирует плотность единиц и при комбинациях вида 111 или —1—1 — 1 на его выходе возникает импульс, который увеличивает амплитуду импульса на выходе модулятора в 2 раза, при этом шаг квантования на выходе интегратора возрастает также в 2 раза. Дельта-декодер работает точно таким же образом, но дополнительно включает в себя схему синхронизации СС и формирователь импульсов ФИ. Использование компандирования позволяет снизить тактовую частоту цифрового потока по сравнению с классической ДМ почти в 4 раза и довести ее до 48 кГц для одного канала ТЧ. Основным преимуществом ДМ в сравнении с ИКМ является ее большая помехоустойчивость, связанная с тем, что она менее чувствительна к ошибкам в цифровом сигнале, чем ИКМ. Величина ошибки при ИКМ зависит от разряда неправильно принятого символа кодовой группы. При 7- разрядной группе ошибка в старшем разряде кодовой группы приводит к ошибочному восстановлению амплитуды отсчета, величина которой Д£/ ош =2 6 А = 64Д, т. е. половине максимального отсчета сигнала. При ДМ ошибочный прием символов цифрового потока всегда приводит к ошибке в один шаг квантования. В ЦСП неправильный прием символов кодовой группы оценивают вероятностью ошибочного приема Рош = (Рпер—Рпр)/рпер, где рпер — число переданных импульсов за определенный промежуток времени; р пр — число принятых импульсов за то же время. Пример. За / = 100 с было передано 10 6 импульсов, а принято 999000. Вероятность ошибочного приема р 0 ш = (1000000—999000) /10* = 10 3 /10 6 = 10- 3 При передаче телефонных сообщений с помощью ДМ качество передачи будет вполне удовлетворительным, если р ош дм = 1О -3 , в то время как при ИКМ вероятность ошибочного приема должна быть р ош икм = Ю" 5 В настоящее время известно несколько десятков видов дельта- модуляции. Наиболее перспективными областями ее применения считаются: абонентские телефонные сети в сочетании их с электронными системами коммутации; радиорелейные, тропосферные и кабельные линии связи; спутниковые системы связи; системы коммутации, телеуправления и промышленного телевидения. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ 1. Как получается цифровой сигнал при ИКМ? 2. Зачем нужно квантование по уровню? 40 3. В чем недостаток равномерного квантования? 4. Для чего используются компандермые устройства в системах с ИКМ? 5. В чем отличие симметричного кода от натурального? 6. От чего зависит значение тактовой частоты в системах с ИКМ? 7. В чем отличие ДИКМ от ИКМ? 8. Нарисуйте структурную схему ДИКМ. 9. В чем отличие ДМ от ИКМ? 10. Из-за чего возникает перегрузка по крутизне в ДМ? 11. Поясните принцип работы декодера при ДМ. 12. Поясните принцип работы дельта-кодека с инерционным компандированием. 13. Поясните принцип работы дельта-кодека с мгновенным компандированием. |