Скалин Цифровые системы передач. Учебник для техникумов Ю. В. Скалин, А. Г. Бернштейн, А. Д. Финкевич. М. Радио и связь, 1988. 272 с ил
 Скачать 4.61 Mb.
|
|
Глава 4 ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ ЦСП 4.1 ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ ПО ЛИНЕЙНЫМ ТРАКТАМ. ЛИНЕЙНЫЕ КОДЫ ЦСП Цифровой линейный тракт (ЦЛТ). Рассмотренное в предыдущих главах аналого-цифровое оборудование обеспечивает формирование цифрового двоичного сигнала, состоящего из импульсов и пробелов (единиц и нулей). Этот сигнал должен быть передан по ЦЛТ на противоположную оконечную станцию системы передачи, при этом должна быть обеспечена необходимая достоверность передачи. Цифровой линейный тракт как тракт системы передачи должен содержать среду распространения цифрового сигнала и устройства, обеспечивающие требуемое качество передачи. В отличие от аналогового сигнала, используемого в системах с ЧРК и имеющего сложную форму, полное восстановление которой в промежуточных пунктах невозможно, цифровой сигнал в большинстве случаев достаточно прост по форме: импульс определенной амплитуды и длительности, и в промежуточных пунктах возможно его полное восстановление (регенерация). Поэтому промежуточные пункты цифрового линейного тракта носят название регене- рационных. Структурная схема ЦЛТ приведена на рис. 4.1. Оборудование окончания линейного тракта (ОЛТ) предназначено для формирования линейного цифрового сигнала на передаче и его регенерации на приеме. Регенерационные пункты РГ1 обеспечивают регенерацию цифрового сигнала на промежуточных участках линейного тракта. Особенности построения ЦЛТ различных систем передачи связаны с физическими свойствами сред распространения цифрового сигнала (СРЦС), определяющими степень искажения формы сигнала, помехозащищенность и, как следствие этого, верность передачи цифровой информации. Учитывая это, рассмотрим свойства основных СРЦС, их влияние на сигнал и предъявляемые к средам и сигналам требования, обеспечивающие получение необходимой верности передачи. Рис. 4.1. Цифровой линейный тракт Одной из наиболее широко используемых сред для передачи цифровых сигналов является электрический кабель (как симметричный, так и коаксиальный). Рассмотрим влияние характеристик кабеля на передачу цифровых сигналов. Затухание кабельной цепи с увеличением частоты растет, что неизбежно приводит к ограничению полосы частот цифрового сигнала сверху. Такое же воздействие оказывают на сигнал различные элементы входных схем регенератора (трансформаторы, усилители) . На рис. 4.2, а показана последовательность двоичных импульсов на входе и выходе цепи при ограничении сверху полосы пропускания. При поступлении импульса на вход участка кабельной цепи возникающие в этой цепи переходные процессы приводят к завалу фронта импульса и затягиванию спада при одновременном снижении амплитуды импульса. Причем, чем длиннее участок цепи, тем меньше величина импульсного отклика на его выходе и тем резче выражены явления завала фронта и затягивания спада. При значительном ограничении полосы частот цифрового сигнала переходные процессы, возникающие в цепи кабеля при прохождении через нее каждого импульса, не успевают закончиться к мо- менту прихода следующего импульса или пробела. Это приводит к наложению импульсов, особенно сильно ощущаемому для соседних символов цифрового сигнала. Явление наложения символов цифрового сигнала за счет расширения их длительности получило название межсимвольной интерференции. Межсимвольная интерференция приводит как к изменениям амплитуды, так и временным сдвигам символов. Вследствие межсимвольной интерференции на соседнем тактовом интервале импульс или пробел получает случайное приращение Ди П р. Если при отсутствии интерференции допустимая амплитуда помехи U n , то при наложении символов ее значение уменьшается на Аы П р. Сдвиг фронта импульса Ат также приводит к искажению формы символа. Рис. 4.2. Влияние ограничения полосы частот на форму двоичного цифрового сигнала в линейном тракте В линейных трактах, организованных на цепях симметричных кабелей, присутствуют согласующие трансформаторы и усилители, ограничивающие полосу частот цифрового сигнала снизу за счет подавления постоянной и низкочастотных составляющих спектра. Влияние ограничения полосы частот цифрового сигнала снизу показано на рис. 4.2, б. Ослабление низкочастотных составляющих приводит к появлению выбросов, полярность которых противоположна полярности символа цифрового сигнала, причем спад выброса затягивается на последующие тактовые интервалы, вызывая межсимвольную интерференцию, снижающую амплитуду импульсов. Снижение амплитуды импульсов при возможной амплитуде помехи U„ снижает возможность регистрации импульсов на фоне помех. Следовательно, ограничение полосы частот вызывает искажение цифрового сигнала, что всегда снижает помехоустойчивость. Цифровой сигнал в электрическом кабеле подвергается воздействию помех. Рассмотрим характерные помехи и их влияние на цифровые сигналы. Основным видом помех в ЦЛТ, построенных на симметричном кабеле, являются переходные помехи с других трактов этого кабеля. Влияние помехи на сигнал зависит от способа организации передачи. При однокабельной передаче преобладают переходные помехи на ближнем конце регенерационного участка, при двухкабельной — переходные помехи на дальнем конце. Переходная помеха на ближнем конце не зависит от длины регенерационного участка и в большинстве случаев превышает переходную помеху на дальнем конце. Величина переходной помехи на ближнем конце определяется уровнем сигнала на передаче, переходным затуханием между парами кабеля на ближнем конце А 0 и спектрами влияющего и подверженного влиянию сигналов. Увеличение скорости передачи цифрового сигнала приводит к уменьшению длительности импульсов и расширению полосы частот. Это, в свою очередь, снижает переходное затухание и соответственно увеличивает помехи. В этом случае уменьшается защищенность на ближнем конце А 30 - С целью сохранения величины защищенности А т в допустимых пределах приходится либо соответственно уменьшать длину регенерационных участков, либо использовать двухкабельную систему организации передачи. Кроме переходных помех для симметричных кабелей характерны помехи от отраженных сигналов. Отражения сигналов возникают в тех точках кабельной пары, где происходит скачкообразное изменение волнового сопротивления цепи — это прежде всего стыки строительных длин и участки включения газонепроницаемых муфт. Отражения приводят к возникновению паразитных цифровых потоков, опережающих основной сигнал или отстающих от него. При одновременном использовании пар симметричного кабеля для организации цифровой передачи и коммутируемой низкочастотной связи на регенерационных участках, прилегающих к коммутационной станции, возникают импульсные помехи. Помехи создаются коммутационными приборами. Мощность этих помех на прилегающих к станции регенерационных участках значительно превышает мощность остальных помех, из-за чего приходится укорачивать пристанционные участки. Характерной особенностью коаксиальных кабелей, используемых для организации высокоскоростных цифровых трактов, является рост переходного затухания при увеличении частоты. Переходное затухание типовых коаксиальных кабелей уже на частоте 1 МГц не менее 120 дБ, что позволяет не учитывать переходные помехи при рассмотрении процессов передачи по ним сигналов. Основным видом помех в коаксиальных цифровых трактах являются тепловые помехи, вызванные хаотическим тепловым движением носителей тока в кабельных цепях и входных каскадах регенераторов. Защищенность от тепловых шумов всецело определяется скоростью передачи цифрового сигнала и длиной регенерационного участка (эти параметры определяют затухание участка). Менее значительны помехи от отражений, которые в коаксиальных цепях возникают не только в точках стыка строительных длин, но и в точках технологической неоднородности структуры цепи. В целом уровень помех в коаксиальных цепях намного ниже, чем в симметричных. При организации высокоскоростных цифровых трактов по симметричным кабелям необходимая защищенность не может быть обеспечена, поэтому при скоростях передачи свыше 8 Мбит/с цифровые линейные тракты строятся на базе коаксиальных кабелей. Линейные коды ЦСП. Как уже отмечалось, по ЦЛТ должны передаваться сигналы, обеспечивающие минимальные уровни помех внутри сигнала и переходных помех между соседними трактами. Уровень и мешающее действие указанных помех зависят в общем случае как от ширины и формы энергетического спектра сигнала, так и от ширины и формы амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) тракта. Следовательно, вопрос выбора цифрового сигнала, обеспечивающего необходимую помехозащищенность, сводится к подбору сигнала, спектр которого удовлетворяет определенным требованиям. Первое требование: энергетический спектр сигнала должен ограничиваться снизу и сверху, быть достаточно узким, располагаться на сравнительно низких частотах и не содержать постоянной составляющей. Ограниченный спектр сигнала позволяет уменьшить искажения при прохождении сигнала через тракт, так как в спектре сигнала будут подавляться составляющие, имеющие небольшую мощность (известно, что чем больше мощность составляющей, тем сильнее искажение при ее подавлении). Сдвиг спектра в область более низких частот снижает уровень переходной помехи. Уменьшение ширины спектра сигнала позволяет сделать более узкой полосу пропускания входных цепей регенератора, уменьшив тем самым ширину полосы и мощность помех, проникающих в решающее устройство. Было установлено, что качество тактовой синхронизации регенератора в большой степени зависит от состава энергетического спектра цифрового сигнала. Известно, что системы тактовой синхронизации требуют наличия в спектре дискретной составляющей с частотой f T . Если тактовая частота в спектре цифрового сигнала отсутствует, то организация тактовой синхронизации сильно затруднена. Поэтому второе требование к спектру цифрового сигнала: в составе спектра должна быть составляющая с частотой f T Рис. 4.3. Двоичные цифровые сигналы и их энергетические спектры: а — двоичный сигнал со скважностью q=2:в —двоичный цифровой сигнал с импульсами, «затянутыми» на тактовый интервал (г — спектр сигнала с q=\ Как известно из теории передачи сигналов, наличие информационной избыточности в кодовых комбинациях позволяет выявлять в них ошибки. Следовательно, применив линейный код, содержащий избыточность, можно решать вопросы контроля качества передачи в линейном тракте без перерыва связи. Отсюда третье требование к цифровому линейному сигналу: он должен быть представлен в коде, содержащем информационную избы- точность. Рассмотрим, насколько известные двоичные коды удовлетворяют представленным выше трем требованиям. Сигнал на выходе АЦП в безызбыточном двоичном коде может быть представлен в виде случайной последовательности однополярных импульсов (рис. 4.3, а) со скважностью >1 (как правило, q—2). Такой сигнал называют двоичным, или бинар-н ы м. Энергетический спектр двоичного сигнала содержит сплошные и линейчатые составляющие (рис. 4.3, б). Анализ спектральной диаграммы этого сигнала показывает, что амплитуды постоянной составляющей и НЧ составляющих спектра выше, чем у ВЧ составляющих. Ширина первого лепестка спектра велика — 2/т. Проходя через тракт с большим числом линейных трансформаторов, подавляющие самые мощные составляющие спектра, сигнал сильно искажается и его регенерация становится затруднительной. Следовательно, такой сигнал не удовлетворяет первому требованию, предъявляемому к цифровому линейному сигналу. Не удовлетворяет он и третьему требованию. Наличие f T в спектре сигнала не может служить основанием для его применения, так как не выполняется первое требование, являющееся самым важным. В линейных трактах сельских цифровых систем передачи ИКМ-12М и ИКМ-15 используются двоичные сигналы со скважностью импульсов q=\, так называемые сигналы с импульсами, «затянутыми на тактовый интервал» (рис. 4.3, в). Энергетический спектр такого сигнала (рис. 4.3, г) не содержит дискретных составляющих, его непрерывная составляющая концентрируется в области низких частот, имеется мощная постоянная составляющая. Этот сигнал не удовлетворяет основным требованиям, предъявляемым к форме и составу спектра линейного цифрового сигнала. В то же время меньшая ширина спектра, чем у сигнала с q = 2, в сочетании со специальным методом регенерации (см. § 7.3) позволяют добиться помехоустойчивости регенераторов, сравнимой с помехоустойчивостью при использовании квазитроичных сигналов, которые будут рассмотрены ниже. При этом регенератор двоичного сигнала с импульсами, «затянутыми на тактовый интервал», будет проще и экономичнее регенератора квазитроичного сигнала. Постоянная составляющая в энергетическом спектре однополярной случайной импульсной последовательности определяется энергией импульсов, поступивших на вход приемного устройства за определенный отрезок времени. .Если вместо однополярной последовательности импульсов использовать последовательность импульсов чередующейся полярности, то за определенный промежуток времени суммарная энергия положительных и отрицательных импульсов на накопителе приемного устройства будет равна нулю. Эта идея была использована при формировании основного вида линейного цифрового сигнала, получившего название сигнала с чередованием полярности импульсов ЧПИ Рис. 4.4. Квазитроичный цифровой код с чередованием полярности импульсов ЧПИ и его энергетический спектр На рис. 4.4, а представлена двоичная кодовая комбинация, а на рис. 4.4 б полученная из нее комбинация в коде ЧПИ. Видно, что символы, используемые в комбинации кода ЧПИ, могут иметь три уровня: —1; 0; +1. В то же время количество информации в кодовой комбинации ЧПИ такое же, как и в двоичном коде, так как она получена из двоичной комбинации. Количество информации в кодовой комбинации, состоящей из элементов трех уровней, больше, чем в двоичной. Избыточность информации при использовании кода ЧПИ позволяет контролировать наличие ошибок в линейном тракте. Энергетический спектр случайной импульсной последовательности (рис. 4.4, в) концентрируется в узкой области вблизи частоты 0,5f T , называемой полутактовой. В спектре сигнала отсутствует составляющая с частотой f T , что затрудняет построение систем тактовой синхронизации. Тем не менее отсутствие постоянной составляющей и концентрация спектра в области частот ниже f T позволяют при одинаковых значениях тактовой частоты получить для сигнала с ЧПИ меньшие, чем для двоичного, величины межсимвольных искажений и переходной помехи. Это и определило широкое использование сигнала с ЧПИ в низкоскоростных и средне- скоростных ЦСП. Сигнал с ЧПИ обладает одним существенным недостатком — при отсутствии передачи по части каналов в сигнале появляются длинные серии пробелов (нулей). В данном случае возможен сбой системы тактовой синхронизации. Чтобы этого не происходило, следует ограничить в коде ЧПИ число подряд следующих нулей. Эта задача была решена созданием кодов с высокой плотностью единиц (КВП). Наибольшее распространение получил кодКВП-3,в комбинациях которого допускается не более трех нулей между двумя соседними единицами. Этот код еще называют модифици- рованным квазитроичным кодом МЧПИ. Код МЧПИ может быть получен из двоичного по определенному алгоритму, предусматривающему чередование полярности импульсов В двоичного кода, разделенных не более чем тремя нулями. Если число нулей между двумя импульсами В двоичного кода четыре и более, то каждые четыре нуля заменяются комбинацией, выбранной по закону, указанному в табл. 4.1. Временные диаграммы и энергетический спектр кода МЧПИ приведены на рис. 4.5, а—в. Рис. 4.5. Модифицированный квазитроичный цифровой код с повышенной плотностью единиц МЧПИ (КВП-3) и пятиричный балансный цифровой код БК-45: а — двоичный цифровой поток на входе преобразователя кода МЧПИ (КВП-3); б — цифровой поток на выходе преобразователя кода МЧПИ (КВП-3); в — энергетический спектр кода МЧПИ (КВП-3) в сравнении со спектром кода ЧПИ; г — пятиричный цифровой код БК-45 Из таблицы видно, что в коде МЧПИ каждые четыре нуля заменяются комбинацией 000V, где через V обозначен символ, полярность которого повторяет полярность предыдущего символа В, либо комбинацией BOOV, где В —символ, формируемый по алгоритму чередования полярности, а V — символ, повторяющий полярность символа В. Двойная подстановка дает возможность сбалансировать число +1 и —1 в коде МЧПИ и тем самым исключить появление постоянной составляющей линейного сигнала. Код МЧПИ позволяет упростить требования к устройствам тактовой синхронизации, в то же время он в значительной степени усложняет преобразователи кодов на приеме и передаче. К тому же транскодер приема должен отмечать нарушение чередования полярности единиц, одновременно определяя число нулей, предшествующих возникновению нарушений (необходимость в этом диктуется задачей отыскания подстановок типа 000V или B00V), и только затем принимать решения по преобразованию символов кода МЧПИ в символы двоичного кода; при этом процесс преобразования кода должен происходить с некоторой задержкой. Код МЧПИ, как и код ЧПИ, позволяет обнаружить ошибки. В коде ЧПИ ошибка обнаруживается при выявлении нарушения чередования полярности импульсов, а в МЧПИ — вставок. Помеха, приводящая к трансформации символа кодовой последовательности, вызывает нарушение чередования полярности импульсов ЧПИ либо вставок МЧПИ. Следует отметить, что энергетический спектр кода незначительно отличается от спектра кода ЧПИ. В высокоскоростных ЦСП тактовая частота достаточна велика, соответственно увеличивается затухание регенерационного участка, поэтому для обеспечения требуемой помехозащищенности необходимо укорачивать регенерационный участок. Но при этом цифровые системы передачи в экономическом отношении уступают аналоговым. Например, система ИКМ- 1920 при использовании в качестве линейного кода МЧПИ имеет длину регенерационного участка / Р у = 3 км, тогда как аналоговая система К-3600 с числом каналов почти в 2 раза большим, имеет такой же по длине усили- тельный участок. Увеличение пропускной способности линейного тракта (а следовательно, и числа каналов) без увеличения тактовой частоты возможно при использовании кодов с числом уровней символов больше трех. С увеличением числа уровней символов кода помехозащищенность снижается. Было установлено, что достаточно большая помехоустойчивость регенератора ЦЛТ может быть получена при числе уровней в коде, равном пяти, при этом длина регенерационного участка остается такой же, как и при использовании кода МЧПИ. На рис. 4.5, г показана реализация двоичного кода и полученная из нее реализация пятиричного балансного кода БК-45, разработанного советскими учеными. Символы двоичного кода 0; 1 преобразуются по определенному закону в символы пятиричного +2; 4-1; 0; —1; —2. При длине регенерационного участка 3 км использование кода БК-45 позволило реализовать систему ИКМ-1920 X2 с числом каналов в 2 раза большим, чем в ИКМ-1920, с регенерационным участком такой же длины. В некоторых случаях достаточно большая помехозащищенность может быть реализована при изменении статистической структуры двоичного цифрового сигнала с помощью операции, называемой скремблированием. Скремблирование — это преобразование информационного двоичного сигнала в сигнал, близкий к случайному, имеющий биномиальное распределение вероятностей появления комбинаций символов при равновероятном появлении символов 1 и 0. В отличие от информационного сигнала, в котором вероятность появления определенной группы символов произвольна в скремблированном сигнале, эта вероятность определяется законом скремблирования. Поэтому в скремблированном сигнале появление любых комбинаций, в том числе длинных серий нулей, предсказуемо и поддается расчету. При подборе соответствующего алгоритма скремблера, позволяющего получить определенную вероятность формирования определенной группы символов (например, длинной серии нулей или комбинаций, похожих на цикловой синхросигнал), имеется возможность улучшить статистические свойства сигнала таким образом, чтобы в целом повысить помехозащищенность ЦСП. Скремблирование сигнала широко используется в среднескоростных и высокоскоростных ЦСП, улучшая и упрощая работу устройств тактовой синхронизации. Устройства формирования кодов цифровой линии передачи — преобразователи кодов. Как уже отмечалось, в некоторых ЦСП в качестве линейного кода используется двоичный код с импульсами, «затянутыми на тактовый интервал». Формируется такой сигнал из двоичного цифрового сигнала с защитными интервалами между импульсами. Скважность преобразуемого цифрового сигнала, как правило, q = 2. Преобразование можно осуществить с помощью счетного триггера. Реализация преобразователей кода ПК передачи и временные диаграммы работы устройства представлены на рис. 4.6, а. Триггер Тг, управляемый то входу С, изменяет свое состояние по фронту каждого информационного импульса, благодаря чему длительность импульса затягивается на весь тактовый интервал Т. Преобразователь кода приема для такого сигнала представлен на рис. 4.6, б. Входной сигнал U BX поступает на вычитающее устройство ВУ и на линию задержки ЛЗ, задерживающую входной сигнал на полтакта Г/2. Сигнал на выходе ВУ, равный разности U BX — —^л-з, будет двухполярным. Выпрямленный сигнал и вых в точности соответствует сигналу на передаче. Рис. 4.6. Преобразователи кода приема и передачи цифровых двоичных сигналов с импульсами, «затянутыми на тактовый интервал»: а — функциональная схема и диаграммы работы ПК передачи; б — функциональная схема и диаграммы работы ПК приема Преобразователь двоичного кода в ЧПИ (рис. 4.7, а) в простейшем случае должен содержать схему, формирующую отдельные каналы передачи для четных и нечетных импульсов. Такая схема также реализуется на основе счетного триггера. Двоичный цифровой сигнал поступает на счетный вход триггера Di. Триггер изменяет свое состояние по фронту каждого импульса на входе С. Причем 1 появляется на основном выходе триггера при поступлении импульсов с нечетными номерами, а на инверсном выходе — с четными. Разрешающие сигналы Di попеременно включают схемы совпадения D 2 и D 3 , при этом нечетные импульсы поступают на вход усилителя Ai, четные — на вход А 2 . Средняя точка трансформатора Tpi обусловливает противонаправленность токов на выходах усилителей А! и А 2 , чем и обеспечивается инверсия полярности четных импульсов относительно полярности нечетных импульсов. На приеме для преобразования кода ЧПИ в двоичный используются выпрямитель и устройство восстановления формы импульсов (рис. 4.7, б). 4.2 РЕГЕНЕРАТОРЫ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ Регенерация формы цифрового сигнала. Проходя через среду распространения, цифровой сигнал ослабляется и подвергается искажению и воздействию помех, что приводит к изменению формы и длительности импульсов, изменению случайным образом временных интервалов между импульсами, уменьшению амплитуды импульсов. Задача регенератора — восстановить амплитуду, форму, длительность каждого импульса цифрового сигнала, а также величину временных интервалов между соседними символами. Рис. 4.7. Преобразователи кода передачи и приема цифрового квазитроичного кода ЧПИ: а — функциональная схема и диаграмма работы ПК передачи; б — функциональная схема и диаграмма работы ПК приема В кабельных ЦСП линейный сигнал чаще всего передается в виде комбинаций импульсов постоянного тока и пробелов, что упрощает реализацию регенераторов. В то же время регенераторы кабельных систем являются наиболее распространенным элементом современных цифровых сетей. Исходя из сказанного выше рассмотрим регенерацию цифрового сигнала, представляющего собой комбинацию импульсов и пробелов (единиц и нулей). Структура регенератора представлена на рис. 4.8, а. Рис. 4.8. Принцип регенерации цифрового двоичного сигнала Искаженный цифровой сигнал из кабельной цепи поступает на усилитель-корректор УК, обеспечивающий частичную или полную коррекцию формы импульсов, и регистрируется решающим устройством РУ. Решающее устройство представляет собой пороговую схему, которая срабатывает, если уровень сигнала на его входе превышает пороговый уровень РУ, и не срабатывает, если уровень входного сигнала меньше уровня порога. Пороговое напряжение может подаваться извне или вырабатываться в схеме РУ. При поступлении импульса на выходе РУ появляется управляющий сигнал, а в случае 0 (пробела) состояние РУ не изменяется. Формирующее устройство ФУ обеспечивает формирование по сигналам РУ импульсов с принятыми для конкретной системы стандартными параметрами. В приведенной выше схеме, характерной для современных регенераторов, регистрация входящего сигнала и принятие решения о его значении осуществляются по каждому символу в отдельности (возможно принятие решений по всей кодовой комбинации или по циклу, так называемый «прием в целом»), что значительно упрощает реализацию схемы регенератора. Однако при этом требуется введение устройства тактовой синхронизации УТС, которое должно обеспечить принятие решений на определенных временных интервалах. Эти интервалы выбираются в пределах участков тактового интервала, на которых принимаемый импульс имеет минимальные искажения, так как выбор момента регистрации в менее искаженной части импульса гарантирует верность принятия решения РУ. Верность принимаемых РУ решений зависит, в первую очередь, от способа обнаружения двоичного сигнала и качества работы УТС. При безошибочной работе РУ каждому входному импульсу соответствует выходной, а каждому «пробелу» на входе — «пробел» на выходе. Однако из- за присутствия на входе РУ различных помех, несовершенства устройства тактовой синхронизации и других причин в процессе регенерации возможны ошибки, выражающиеся в преобразовании 1 на входе регенератора в 0 на выходе и наоборот входного 0 в выходную 1. Рассмотрим временные диаграммы, поясняющие принцип регенерации цифрового сигнала (рис. 4.8). Входной сигнал, пройдя регенерационный участок (рис. 4.8, б), искажается, форма его изменяется и на входе УК (рис. 4.8, в) она уже сильно отличается от исходной. Усилитель-корректор, устраняя амплитудно- частотные искажения цепи, корректирует форму импульсов, обеспечивая более крутые фронты, что облегчает процесс принятия решения в РУ. Форма сигнала на входе РУ представлена на рис. 4.8, г, здесь же штриховой линией, показан пороговый уровень РУ. Ца рис. 4.8, д показаны сигналы тактовой синхронизации. Из рисунка видно, что сигналы УТС размещаются в центрах тактовых интервалов, на которых входные сигналы РУ имеют максимальное значение и наименее искаженную форму, т. е. обеспечивается максимальное превышение сигнала над помехой, а следовательно, и верность регистрации. Из рисунка также ясно, что смещение синхросигнала может привести к ошибке регенерации. Не исключается ошибочное решение и при правильном расположении тактовых синхроимпульсов. Такой случай возможен, если полярность помехи противоположна полярности импульса, а ее абсолютная величина больше порогового значения. Тогда уровень импульса, искаженного помехой, будет ниже порогового уровня, что при регенерации приведет к ошибке. Если при отсутствии импульса уровень помехи окажется выше порогового, это также приведет к ошибке. Построение регенераторов. Регенераторы современных ЦСП классифицируются по методу регистрации импульсов, виду тактовой синхронизации, методам получения колебания тактовой частоты и использования синхросигнала в процессе регенерации импульсов. По методам регистрации импульсов различают регенераторы с однократным и многократным стробированием импульса цифрового сигнала. Практическое применение благодаря достаточной простоте реализации узлов регистрации нашли регенераторы с однократным стробированием, в которых на протяжении одного символа цифрового сигнала берется один отсчет и с помощью РУ устанавливается наличие 1 или 0 на входе регенератора. По видам синхронизации различают регенераторы с внешней и внутренней синхронизациями. При использовании внешней синхронизации цифровой сигнал в оконечном оборудовании линейного тракта объединяют с синхросигналом, получаемым от специальных УТС. При внешней синхронизации возможна также передача сигналов тактовой синхронизации по отдельному тракту. Оба способа внешней синхронизации требуют значительного усложнения оборудования системы и неэкономичны. Передача синхросигнала по отдельному тракту связана с необходимостью выравнивания группового времени распространения для информационных и синхротрактов. Совместная передача цифрового и синхросигналов кроме усложнения оборудования передачи приводит к усложнению схем регенераторов из-за необходимости осуществления процессов выделения тактовой частоты, подавления на входе регенератора составляющих цифрового сигнала, близких к тактовой частоте, объединения на выходе регенератора цифрового сигнала и сигнала тактовой синхронизации. Исходя из этого на практике чаще всего используются регенераторы с внутренней синхронизацией, в которых тактовая синхронизирующая частота выделяется из цифрового сигнала. В зависимости от способа получения тактовой частоты регенераторы с внутренней синхронизацией подразделяются на регенераторы с пассивной и активной фильтрацией тактовой частоты. Рис. 4.9. Структурные схемы устройств тактовой синхронизации регенераторов При активной фильтрации для формирования колебания тактовой частоты используются генераторы с фазовой автоподстройкой либо генераторы, синхронизируемые входящим цифровым сигналом. При пассивной фильтрации для выделения колебания тактовой частоты используются избирательные цепи типа резонансных контуров, многоконтурных схем, фильтров. Типовая структура УТС регенератора с внутренней синхронизацией и пассивной фильтрацией тактовой частоты представлена на рис. 4.9, а. Устройство нелинейного преобразования НП входного сигнала позволяет получить в спектре преобразованного сигнала составляющую с частотой, равной тактовой / т , которая может быть выделена устройством фильтрации тактовой частоты ФТЧ и направлена в формирователь стробирующих импульсов ФСИ. Формирователь стробирующих импульсов формирует импульсы с частотой следования, равной выделенной / т , определяющей промежутки времени стробирования для РУ и управляющей работой формирующего устройства ФУ. При активной фильтрации структура УТС несколько видоизменяется (рис. 4.9, б). Ток тактовой частоты с выхода ФТЧ поступает на ФД, на второй вход которого подается тактовый сигнал от местного генератора тактовой частоты ГТЧ. Фазовый детектор вырабатывает управляющее напряжение U y , пропорциональное разности фаз сигналов на входах ФД, которое поступает на вход цепи фазовой автоподстройки частоты ФАПЧ. Изменение параметров цепи ФАПЧ приводит к изменению частоты сигнала ГТЧ, при этом меняется разность фаз сигналов на входах ФД и напряжение U y . Процесс продолжается до тех пор, пока частоты сигналов ГТЧ и ФТЧ не выравниваются, при этом 0 У = 0. В регенераторах с внутренней синхронизацией синхросигнал может быть получен как из входной импульсной последовательности регенератора, так и из выходного сигнала регенератора. В первом случае регенератор носит название регенератора прямого действия (рис. 4.10, а), во втором — обратного действия (рис. 4.10, б). Рис. 4.10. Варианты построения регенераторов однополярных цифровых сигналов В связи с тем, что устойчивость регенератора обратного действия ниже устойчивости регенератора прямого действия из-за наличия контура обратной связи, на практике чаще используют регенераторы прямого действия. Известны три способа использования сигналов тактовой синхронизации в процессе регенерации импульсов цифрового сигнала: перемножение регенерируемого сигнала с сигналом синхронизации с помощью схем логического умножения; сложение регенерируемого сигнала с сигналом синхронизации; перемножение сигналов с последующим сложением полученного результата с сигналом синхронизации или линейным сигналом. Наибольшее распространение получили регенераторы с РУ, осуществляющими перемножение регенерируемого сигнала с сигналом тактовой синхронизации (рис. 4.11). В таких регенераторах РУ осуществляет стробирование сигнала на его входе в моменты времени, определяемые УТС, в этом случае схема регистрации позволяет полностью восстановить временные интервалы между символами цифрового сигнала, так как они полностью определены моментами появления стробирующих импульсов на выходах УТС. Длительность стробирующего импульса обычно во много раз меньше длительности регистрируемого символа цифрового сигнала. В высокоскоростных ЦСП выработка стробирующих импульсов в регенераторах сильно затруднена, так как их длительность оказывается значительно меньше длительности очень коротких элементарных символов цифрового сигнала. В данном случае применяют регистрацию с частичным восстановлением временных соотношений цифрового сигнала. При этом в РУ осуществляется сложение входящего цифрового сигнала с сигналом тактовой частоты, вырабатываемым УТС. В дальнейшем из напряжения суммарного сигнала вычитается пороговое напряжение, что позволяет определить значение регенерируемого символа. В некоторых случаях возможно применение комбинации двух рассмотренных выше методов. Рис. 4.11. Регенератор со стробиро- Рис. 4.12. Регенератор квазитроичных Рис. 4.13. Система АРУ и АРП Рассмотренные выше структуры регенераторов предназначены для восстановления однополярных цифровых сигналов. Для восстановления формы двухполярных сигналов регенератором должно быть предусмотрено два канала регенерации — отдельно для положительных и отрицательных импульсов. Разделение импульсов в соответствии с полярностью наиболее просто реализуется с помощью дифференциальных трансформаторов. Функциональная схема регенератора двухполярного квазитроичного сигнала представлена на рис. 4.12. В этой схеме усилитель-корректор УК обеспечивает усиление и коррекцию двухполярного цифрового сигнала. Трансформатор Tpi имеет вторичную обмотку с заземленной средней точкой, благодаря чему положительные импульсы на входе регенератора создают положительный потенциал на входе РУь а отрицательные — положительный потенциал на входе РУ 2 . В моменты, определяемые стробирующими импульсами, поступающими от УТС, срабатывает то из двух РУ, на входе которого положительный потенциал превышает пороговое значение. Формирующие устройства ФУ] и ФУ 2 обеспечивают формирование импульсов с заданными параметрами. В первичной обмотке трансформатора Тр 2 токи с выходов ФУ, и ФУ 2 имеют противоположные направления, что позволяет формировать двухполярный сигнал на выходе регенератора. Температурные изменения затухания регенерационного участка, а также изменения затухания, вызванные отклонением длин регенерационных участков от номинального значения, приводят к изменению уровней сигналов на входе УК, а следовательно, и на входе РУ. Это может вызвать неверное опознавание значения символа. Исключить данное явление можно либо изменением порогового уровня РУ в зависимости от уровня сигнала на выходе УК, либо стабилизацией амплитуды скорректированного импульса на выходе УК за счет изменения его усиления при изменении затухания регенерационного участка. В первом случае применяют схему автоматической регулировки порогового уровня (АРП) решающего устройства, во втором — схему автоматической регулировки усиления (АРУ) в УК. В некоторых регенераторах используют обе схемы (рис. 4.13). При использовании схемы АРУ регуляторы усиления могут быть размещены как на входе УК (Peri), так и в цепи ООС—УК (Регг). Чаще реализуется первый вариант, обеспечивающий большой диапазон регулировки. Поскольку уровень цифрового сигнала на входе регенератора всецело определяется затуханием регенерационного участка (в аналоговых системах уровень сигнала на входе НУП зависит от его уровня на выходе оконечного пункта передачи, тогда как в ЦСП этот уровень не меняется), из экономических соображений целесообразно использовать наиболее про- стую— электрическую систему АРУ по уровню входящего сигнала. Блок АРУ в регенераторах в зависимости от уровня сигнала на выходе УК вырабатывает сигнал управления регенератором Упр. рег. В блоке АРП определяется уровень входного сигнала и вырабатывается соответствующее пороговое напряжение для РУ. Применение АРУ и АРП позволяет варьировать длины регенерационных участков в больших пределах, упрощая строительство линии передачи, настройку и эксплуатацию линейного тракта (в частности, отпадает необходимость в использовании искусственных линий). Параметры регенераторов. Основным параметром регенератора является коэффициент ошибок Кош, определяемый как отношение числа ошибочно регенерированных символов Л/ ош к общему числу символов N 0 : K om = N O n/N 0 . (4.1) В каждой конкретной системе передачи для номинальной длины регенерационного участка задается минимально допустимое значение Кош- В некоторых случаях в качестве основного параметра используется значение помехоустойчивости. Под помехоустойчивостью регенератора понимают то минимальное значение защищенности Л 37Ш „ на входе регенератора, при которой обеспечивается заданный Кош- Помехоустойчивость оценивается с учетом ухудшающих работу регенератора факторов—неточности коррекции, нестабильности тактовой частоты, наличия зоны неопределенного решения РУ. Для оценки качества коррекции импульсов УК регенератора и возможности достоверной регистрации импульса цифрового сигнала используются так называемые глаз-диаграммы. Глаз-диаграмма — это график или картинка на экране осциллографа, состоящая из системы наложенных друг на друга всех возможных вариантов цифрового сигнала в интервале времени, равном двум тактовым интервалам. Рис. 4.14. Характеристика для оценки помехоустойчивости регенераторов (глаз-диаграмма) На рис. 4.14 представлен вариант глаз-диаграммы. Точка Р графически фиксирует опознавание импульса в центре тактового интервала на уровне, равном половине его амплитуды. Разность ДС/р между уровнями регистрируемого импульса и соседнего, создающего максимальную по величине межсимвольную помеху, называется раскрывом глаз-диаграммы. Чем больше раскрыв, тем больше допустимый уровень аддитивной помехи, при которой будет принято правильное решение. Следовательно, увеличение рас-крыва снижает коэффициент ошибок регенератора, а его уменьшение приводит к росту Кош- Отметим, что раскрыв уменьшается при смещении момента регистрации от центра импульса (точка Р смещается влево или вправо). 4.3 НАКОПЛЕНИЕ ПОМЕХ В ЦИФРОВОМ ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ Нормирование помех в ЦЛТ. Неверная регенерация символов в регенераторе приводит к появлению ошибки в линейном цифровом сигнале, в результате чего искажается форма сигнала на выходе ФНЧ приемника канала цифровой системы. На выходе декодера ошибка искажает закон изменения амплитуд импульсов сигнала АИМ-2, что вызывает появление на выходе ФНЧ выбросов тока, воспринимаемых в виде щелчков в канале ТЧ. Экспериментальные исследования показали, что щелчки наиболее заметны при ошибочной регенерации одного из двух символов старших разрядов кодовой комбинации, так как в этом случае разница между уровнями АИМ сигналов на выходе декодера для верной и ошибочной кодовых комбинаций велика и вызывает на выходе ФНЧ достаточно большой по величине выброс тока. По существующим нормам удовлетворительное качество канала обеспечивается при наличии не более одного щелчка в минуту. При частоте дискретизации /д=8 кГц, что соответствует передаче по каждому каналу 8-10 3 -60 = 4,8-10 5 кодовых комбинаций/ мин, допустим ошибочный прием одного из 2-4,8-10 5 символов/мин. При равной вероятности ошибочного приема любого разряда кодовой комбинации вероятность ошибочного приема разряда для всего линейного тракта должна удовлетворять условию р ош < 1/(9,6 • 10 5 )« Ю- 6 При передаче телевизионных сигналов по линейному тракту ЦСП ошибка при регенерации двух-трех старших разрядов кодовой комбинации приводит к искажениям принимаемого сигнала, воспринимаемых в виде мерцающих светлых и темных точек на экране. Достаточное качество изображения обеспечивается при появлении точек не чаще 1 раза в секунду. При принятой в СССР скорости передачи сигнала изображения 103104 кбит/с и числе разрядов в кодовой комбинации т = 8 вероятность ошибки не должна превышать р ош = (8/103104-10 6 ) «3,9- Ю- 8 Таким образом, для передачи телевизионных сигналов требуется более высокая верность в линейном тракте, чем для передачи телефонных сигналов. Поэтому в ЦЛТ, предназначенных для передачи сигналов телевидения, применяют способы защиты от ошибок, позволяющие уменьшить заметность возникающих искажений (например, скремблирование). Ошибочная регенерация символов линейного сигнала при наличии в составе сигнала цифровых потоков, сформированных из стандартных частотных групп (ИКМ и ЧРК), приводит к искажению сигналов в каждом из входящих в группу каналов. На выходе каналов ТЧ группы эти искажения воспринимаются в виде шума с практически равномерным энергетическим спектром. При вероятности ошибки в линейном тракте р 0 ш=Ю _6 мощность помех в канале ТЧ не превышает 300 пВт псоф. Следовательно, при обеспечении норм на вероятность ошибки в линейном тракте ЦСП с большим запасом выполняются нормы на мощность шумов в каналах ТЧ, входящих в состав стандартных частотных групп. Кроме ошибок регенераторы вносят в цифровой линейный сигнал фазовые флуктуации, представляющие собой неверно восстановленное временные положения символов кодовых комбинаций. Неправильное восстановление временных соотношений в цифровом сигнале на выходе регенератора связано с непостоянством временного положения импульсов тактовой синхронизации, называемым фазовым дрожанием. Фазовые дрожания импульсов тактовой синхронизации вызывают фазовые дрожания символов цифрового сигнала. Обычно фазовые дрожания разделяют на систематические и несистематические. Систематическое дрожание вызывается случайной скважностью цифрового линейного сигнала, расстройкой фильтров выделителей тактовой частоты, межсимвольной интерференцией и т. д. Несистематическое дрожание вызывается воздействием помех на выделитель тактовой частоты. При систематическом фазовом дрожании во всех регенераторах линейного тракта возникают однотипные искажения временных соотношений в цифровом сигнале всех регенераторов. Например, увеличение числа пробелов между двумя импульсами линейного сигнала приводит к смещению временных положений тактовых импульсов в одну и ту же сторону во всех регенераторах. Фазовые дрожания импульсов тактовой синхронизации относительно номинального временного положения могут быть как высокочастотными, так и низкочастотными. Фазовые дрожания вызывают двоякое воздействие на качество цифровой передачи. Первый вид воздействия вызывает рост вероятности ошибки в одиночном регенераторе и в цифровом линейном тракте в целом. Связано это с тем, что в процессе регенерации за счет фазового дрожания импульсов тактовой синхронизации смещается момент принятия решения регенератором относительно центра сигнала (глаз-диаграммы), что может привести к неправильному решению. Произведенные теоретические и экспериментальные исследования показали, что увеличение числа ошибок в основном связано с высокочастотным фазовым дрожанием линейного сигнала, частота которого сравнима с тактовой частотой цифровой системы. Второй вид воздействия фазовых дрожаний на качество передачи связан с тем, что они вызывают фазовые дрожания управляющих сигналов генераторного оборудования приема, приводящие в конечном итоге к изменению временного положения АИМ сигналов на выходе декодера относительно номинального. Это приводит к тому, что огибающая АИМ сигнала при наличии фазовых дрожаний будет по форме отлична от сигнала на передаче (рис. 4.15). Отклонения возникают, так как отсчеты АИМ сигнала (на рисунке они показаны штриховой линией) сдвинуты относительно истинных положений: первый отсчет на Ах', второй на Лт" и т. д. В результате восстановленный сигнал (на рисунке показан штриховой линией) будет отличаться от истинного. Иными словами, фазовые дрожания приводят к появлению на выходе канала шумов, аналогичных шумам квантования. Они зависят в основном от низкочастотных дрожаний с частотами, близкими к / д =8 кГц. Рис. 4.15. Возникновение шумов от фазовых дрожаний: 1 — отсчеты сигнала на передаче; 2 — отсчеты сигнала на приеме; 3 — передаваемый сигнал; 4 — принятый сигнал; 5 — шум фазовых дрожаний цифрового сигнала Доказано, что защищенность от помехи, вызванной фазовым дрожанием цифрового сигнала в канале ТЧ, порядка 33 дБ обеспечивается при Тф. д =1,4 мкс. В низкоскоростных и среднескоростных ЦСП, которые в настоящее время используются на сетях связи, фазовые дрожания значительно меньше 1,4 мкс, поэтому вызванные ими шумы практически не влияют на качество передачи. Еще более жесткие требования к фазовым дрожаниям сигнала предъявляются при передаче стандартных групп систем с ЧРК по цифровым трактам. При этом существенную роль имеет ширина спектра помехи А/ф. д , вызванной фазовым дрожанием. Если Д/фд меньше защитного интервала 0,9 кГц между каналами стандартной группы системы с ЧРК, то действие помехи проявляется в возрастании мощности шумов в канале. Если А/ф. д >0,9 кГц, то между каналами группы возникают взаимные влияния. Для третичной частотной группы на 300 каналов при А/ф.д^ s^0,9 дГц и защищенности Л 3 = 30 дБ среднеквадратическое значение фазового дрожания I 7 т| д не должно превышать 4 не. При А/ф.д^8 кГц и допустимой мощности переходной помехи между каналами группы 250 пВт значение У х\ л не должно превышать 0,3...0,4 не. 116 Указанные величины фазовых дрожаний составляют доли тактового интервала даже для высокоскоростных ЦСП, поэтому, чтобы выполнить требования по обеспечению защищенности от вызываемых фазовым дрожанием помех, применяют, подавители фазовых дрожаний. При передаче телевизионных сигналов черно-белого изображения фазовые дрожания вызывают размытость отдельных элементов и искажения полутонов картинки на экране. Фазовые дрожания при передаче сигналов цветного телевидения приводят к изменению различных оттенков изображения. Допустимое значение фазовых дрожаний при этом не должно превышать 0,5 не, что требует применения в обязательном порядке подавителей фазовых дрожаний. Накопление помех в линейном тракте. Ошибки, возникающие в каждом регенераторе линейного тракта, зависят от уровня помех на его входе и не зависят от помех на входах других регенераторов. Таким образом, можно считать, что ошибки^ появляющиеся в разных регенераторах, независимы. Поскольку ошибки могут возникнуть в каждом регенераторе, то с увеличением числа регенераторов должна возрасти вероятность ошибки. При независимости вероятности ошибок для каждого регенератора вероятность ошибки в линейном тракте должна быть определена как сумма вероятностей ошибок регенераторов: п Рош - Рош1 + Рошг +•••+P рошп = i Рош n i 1 - (4-2) «•=1 Если считать, что р ош 1=Рош 2 = —=Рош п, то вероятность ошибки в линейном тракте из п регенераторов возрастет в п раз: Рош = «Рош ь (4.3) Так как ошибки регенераторов приводят к появлению помех, можно говорить о накоплении их в ЦЛТ. В то же время накопление помех в ЦСП отлично от накопления помех в аналоговых системах передачи с ЧРК- Ошибки одиночного регенератора вызывают помехи во много раз меньше, чем помехи на входе регенератора, т.е. в линейном тракте ЦСП накапливаются помехи, мощность которых во много раз меньше мощности воздействующих помех, тогда как в аналоговых системах с ЧРК накопление помех будет более значительным (отношения сигнал-помеха на входе и выходе промежуточных усилителей этих систем равны). Другим видом помех, накапливающихся в ЦЛТ, являются помехи, вызванные фазовыми дрожаниями. Каждый регенератор создает собственные фазовые дрожания, которые передаются по цепочке регенераторов, причем фазовые дрожания изменяются от регенератора к регенератору, так как величина их зависит не только от фазового дрожания на входе регенератора, но и от нестабильности тактовой частоты, определяемой параметрами ВТЧ. Было установлено, что накапливаются главным образом систематические фазовые флуктуации, связанные со статистической структурой сигнала. Например, появление в сигнале длинной серии нулей приводит к смещению относительно номинального положения стробимпульсов всех регенераторов в одну и ту же сторону, что в целом увеличивает смещение символов цифрового сигнала относительно номинального положения в конце линейного тракта по сравнению со смещением, создаваемым одним регенератором. В предположении идентичности параметров систем тактовой синхронизации регенераторов линейного тракта было установлено, что среднеквадратическая величина фазовых дрожаний в линейном тракте, содержащем п регенераторов, пропорциональна Уп и полосе пропускания ВТЧ. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ 1. Каковы особенности передачи цифровых сигналов по линейным трактам? 2. Укажите причины возникновения искажений цифрового сигнала 1-го и 2-го рода. Каким образом эти искажения влияют на помехозащищенность? 3. Назовите основные свойства квазитроичного цифрового сигнала с чередованием полярности импульсов и объясните, чем вызвано преимущественное использование кода ЧПИ в кабельных ЦЛТ. 4. Чем отличается модифицированный квазитроичный код МЧПИ от кода ЧПИ и каков алгоритм формирования МЧПИ? 5. Каким способом можно увеличить помехоустойчивость передачи по ЦЛТ при сохранении скорости передачи информации? 6. Поясните отличие регенераторов прямого и обратного действий. 7. Как влияет на структуру регенератора число уровней цифрового линейного кода? 8. Каким образом в регенераторах осуществляется тактовая синхронизация? 9. Укажите причины, приводящие к появлению ошибок на выходе регенератора и к фазовому дрожанию цифрового сигнала. 10. От чего зависит величина коэффициента ошибки регенератора? 11. От чего зависит величина фазовых дрожаний в линейном тракте? 12. Как влияет число регенерационных участков на коэффициент ошибки ЦЛТ? 13. Поясните принцип получения глаз-диаграммы, охарактеризуйте влияние ее формы на коэффициент ошибки. 14. Как влияют коэффициент ошибки и фазовые дрожания на качество приема сигналов частотных групп в системах ИКМ—ЧРК? 15. Как влияют коэффициент ошибки и фазовые дрожания на качество телевизионного сигнала, передаваемого по ЦЛТ? |