Скалин Цифровые системы передач. Учебник для техникумов Ю. В. Скалин, А. Г. Бернштейн, А. Д. Финкевич. М. Радио и связь, 1988. 272 с ил
 Скачать 4.61 Mb.
|
3.1 ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ИКМ- ВРК И ВРЕМЕННОГО ЦИКЛА ПЕРЕДАЧИ Принцип построения систем передачи с ИКМ показан на рис. 3.1. Сообщения ui{t)., u 2 (t), u n (t) от 1, 2.....п абонентов через ФНЧ поступают на канальные амплитудно-импульсные модуляторы М, функцию которых выполняют электронные ключи. С помощью модуляторов осуществляется дискретизация передаваемых сигналов во времени. Сигналы с выходов модуляторов объединяются в групповой АИМ сигнал (Гр. АИМ пеР ). Управляют работой модуляторов канальные импульсы KHi—КИ„, поступающие от генераторного оборудования передачи ГО пер . Указанные импульсы подаются на модуляторы каналов поочередно (первый, второй и т. д.), что и обеспечивает правильное формирование группового АИМ сигнала. Длительность каждого КИ составляет примерно 125/2я мкс, что й определяет длительность одного отсчета АИМ импульса канала; период следования КИ 125 мкс. Групповой АИМ сигнал поступает на кодирующее устройство —- кодер, который одновременно осуществляет операции квантования по уровню и кодирования. Сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами АТС, поступают в передатчик Пер. СУВ, где они дискретизируются импульсными последовательностями, следующими от ГО пер , и объединяются. В результате формируется групповой сигнал передачи Гр. СУВ. Рис. 3.1. Принцип построения систем передачи с ИКМ В устройстве объединения УО кодовые группы каналов с выхода кодера, кодированные сигналы СУВ и кодовая группа синхросигнала от передатчика синхросигнала Пер. СС объединяются, образуя циклы и сверхциклы. Соответствующими управляющими импульсами от ГО пе р в УО обеспечивается правильный порядок следования циклов в сверхцикле и кодовых групп в цикле передачи. Поясним построение временной диаграммы цикла и сверхцикла, показанных на рис. 3.2, более подробно. Циклы, Ць Ц 2) Цй, каждый длительностью 125 мкс, объединяются в сверхциклы, следующие друг за другом. Каждый цикл состоит из канальных интервалов КИ Ь КИ 2 , КИ„, куда входят и дополнительные канальные интервалы, необходимые для передачи синхросигнала СС цикловой синхронизации, каналов СУВ и других вспомогательных сигналов. На рис. 3.2 эти КИ выделены соответствующими обозначениями. Каждый КИ представляет собой m-разрядную кодовую группу, в разрядах Рь Р 2 , Р т которой передается закодированная информация соответствующего канала, а в дополнительных КИ — кодовые группы синхросигнала и СУВ. Обычно за один цикл передаются СУВ одного или двух каналов. Таким образом, для передачи СУВ всех п каналов потребуется соответственно п или л/2 циклов, объединенных в сверхцикл. Такое объединение циклов в сверхцикл необходимо для организации нужного числа каналов передачи СУВ и правильного распределения этих сигналов на приеме. В первом цикле сверхцикла передается синхросигнал сверхцикловой синхронизации, а СУВ не передаются. Таким образом, число циклов в сверхцикле на один больше, чем требуется для передачи СУВ всех каналов. Рис. 3.2. Временная диаграмма цикла и сверхцикла Скорость передачи группового и ИКМ сигнала определяется тактовой частотой системы: f T = mnf R , где т — разрядность кодовой группы; п — число каналов в системе, включая канальные интервалы для передачи СУВ, СС и других служебных сигналов; /д — частота дискретизации канала ТЧ. Так, для системы передачи ИКМ-30, где используется 8-разрядный код, 32 канальных интервала, / д = 8 кГц, f T = 8-32-8 = 2048 кГц. Необходимая скорость и последовательность работы передающих устройств системы пе- редачи обеспечиваются задающим генератором ЗГ и устройствами Сформированный ИКМ сигнал представляет собой набор однополярных двоичных символов, импульсы которых всегда имеют только одну, например положительную, полярность. При передаче по линии такой сигнал подвержен значительным искажениям и затуханию. Поэтому перед передачей в линию однополярной ИКМ сигнал преобразуется в биполярный сигнал, удобный для передачи по линейному тракту. Это происходит в преобразователе кода передачи ПКпер. Более подробно построение и работа линейного тракта ЦСП будут рассмотрены в гл. 4. В процессе передачи по линии связи ИКМ сигнал периодически восстанавливается (регенерируется) линейными регенераторами РЛ. На приемной станции ИКМ сигнал восстанавливается станционным регенератором РС. Процесс обработки сигналов на приемной станции происходит в обратном порядке. С выхода РС в преобразователе кода приема ПКпр сигнал из биполярного вновь преобразуется в однополярный. Устройство выделения тактовой частоты ВТЧ выделяет из этого сигнала тактовую частоту, которая используется для работы ГО пР -Этим обеспечивается синхронная и синфазная работа ГО передающей и приемной оконечных станций. Правильное декодирование и распределение сигналов по своим телефонным каналам и каналам передачи СУВ обеспечивается приемником синхросигналов Пр.СС. Устройство разделения УР разделяет кодовые группы телефонных каналов и каналов СУВ. Приемник групповых сигналов управления и взаимодействия Пр. СУВ, управляемый импульсными последовательностями СУВ, поступающих с ГО пр , распределяет СУВ по своим каналам, а декодер преобразует групповой ИКМ сигнал в групповой АИМ сигнал. Последовательности канальных импульсов КИь..КИ„ поочередно открывают временные селекторы ВС каналов, обеспечивая выделение отсчетов своего канала из группового АИМ сигнала. Восстановление исходного (непрерывного) сигнала из последовательности его АИМ отсчетов производится с помощью ФНЧ. Рассмотренная структурная схема поясняет принцип передачи сигналов в одном направлении. Передача сигналов в обратном направлении осуществляется аналогично. 3.2 АМПЛИТУДНО-ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ И ВРЕМЕННЫЕ СЕЛЕКТОРЫ Амплитудно-импульсные модуляторы ЦСП осуществляют дискретизацию аналоговых сигналов в тракте передачи. Временные селекторы ВС распределяют на приеме импульсы группового АИМ сигнала по входам трактов низкочастотных окончаний каналов (НКО). В качестве таких устройств применяются быстродействующие электронные ключи, управляемые импульсным напряжением, называемым импульсной несущей. Параметры модуляторов и временных селекторов во многом определяют параметры каналов и оказывают большое влияние на уровень шумов. Проникновение импульсного управляющего напряжения или его остатка на выход модулятора приводит к смещению произвольным образом амплитуды импульса АИМ сигнала на входе кодера и увеличению погрешности при выполнении операций квантования и кодирования, что вызывает возрастание шумов в канале. Увеличению шумов в канале способствует также проникновение с временного селектора на вход ФНЧ тракта приема остатков управляющих импульсов. Мощность остатков управляющих импульсов не должна превышать 0,001 пикового значения мощности сигнала. Это достигается применением балансных схем модуляторов и ВС. Требования к балансировке ВС могут быть несколько снижены, так как затухание ФНЧ-3,4 в тракте приема на частоте 8 кГц достаточно велико. К амплитудно-импульсным модуляторам и временным селекторам предъявляют весьма высокие требования по быстродействию и линейности амплитудной характеристики в широком диапазоне частот входных сигналов. От их быстродействия зависит уровень переходной помехи между каналами, а от линейности амплитудной характеристики — нелинейных искажений. Если учесть, что к модуляторам и временным селекторам предъявляются практически одинаковые требования, становится понятным, что они не отличаются по схемной реализации. В качестве электронного ключа можно использовать диодный мост. Такой диодный мост из VDi...VD 4 изображен на рис. 3.3, где дана и его эквивалентная схема. Управляет работой диодов напряжение импульсной несущей £/„ ес . Эта схема является одной из разновидностей балансных схем модуляторов. Она более удобна для применения, так как не требует дифференциальных трансформаторов. Для обеспечения баланса моста, что исключает проникновение на выход схемы ключа остатков управляющего напряжения, необходим подбор диодов по параметрам. На практике используются интегральные сборки, в которых диоды выполнены на одном кристалле и обладают практически одинаковыми параметрами. Рис. 3.3. Последовательно-балансная схема модулятора (а) и ее эквивалентная схема (б) Рассмотрим другие схемы модуляторов. На рис. 3.4, а представлена схема несбалансированного ключа, собранного на транзисторе. При отсутствии управляющего напряжения U y транзистор VT закрыт и на входном сопротивлении нагрузки модулятора R H отсутствует ток сигнала / с Появление положительного управляющего напряжения приводит к снижению внутреннего сопротивления транзистора, и в нагрузке появляется ток, вызванный напряжением U c . В то же время напряжение U y , приложенное к базе VT, приводит к появлению в эмиттерной цепи и нагрузке тока импульной несущей / у значительной величины. Этот недостаток устраняется использованием схемы сбалансированного ключа (рис. 3.4,6). Управляющее импульсное напряжение С/у поступает одновременно на базы VT t и VT2, при этом токи эмиттерных цепей / у] и / у2 в нагрузке противофазны. Таким образом, в случае идентичности параметров транзисторов суммарный ток импульсной несущей будет равен нулю. Практически же из-за отличия параметров VTi и VT 2 удается добиться лишь частичного подавления импульсной несущей. Наилучшие результаты достигаются при единой технологии изготовления VTj и VT 2 на одном кристалле микросхемы. Поэтому в типовой аппаратуре в качестве активных элементов модуляторов и временных селекторов чаще всего используют интегральные транзисторные сборки Рис 3.4. Принципиальные схемы ключей на транзисторах Сопротивление ключа в открытом состоянии определяется управляющим током базы /б. у и имеет ярко выраженный минимум. Поэтому резисторами R) и R 2 (или R3) подбирается такой ток базы, чтобы обеспечить минимально возможное затухание ключа. Как отмечалось ранее, для выполнения последующих операций квантования и кодирования необходимо преобразовать сигнал АИМ-1 в АИМ-2, при этом длительность последнего должна быть достаточной для проведения этих операций. В ЦСП наибольшее распространение получила схема, где сигналы АИМ-1 всех каналов объединяются в групповой сигнал АИМ-1, и преобразование сигналов АИМ-1 в АИМ-2 происходит в групповом тракте. Структурная схема преобразования сигналов АИМ-1 в АИМ-2 в групповом тракте приведена на рис. 3.5, а. Схема содержит электронные ключи, накопительный конденсатор и операционные усилители. Ключи на входе являются амплитудно- импульсными модуляторами каналов и включаются поочередно, их число равно числу каналов. Ключ Кл 2 работает одновременно с Кл1 и подключает на короткое время заряда т 3 накопительный конденсатор, который заряжается до уровня амплитуды АИМ сигнала. Для уменьшения времени заряда конденсатора усилитель Ус1 имеет достаточно малое выходное сопротивление. Далее ключи КЛ) и Кл 2 размыкаются. Усилитель Ус 2 имеет высокоомное входное сопротивление, что обеспечивает практически постоянное значение напряжения заряда конденсатора на весь период квантования и кодирования сигнала. Для подготовки накопительного конденсатора к следующему отсчету сигнала АИМ-1 он разряжается на землю. Это производится подачей напряжения U p на Кл 3 Рис. 3.5. Структурная схема группового АИМ тракта (а) и временная диаграмма, поясняющая ее работу (б) Рис. 3.6. Функциональная схема группового АИМ тракта Длительность импульса АИМ-2 будет определяться как тдим-2 = 1/(«/д), где / д — частота дискретизации; п — число каналов. Реальное время кодирования Ткод=£^Т АИМ -2 — т 3 —т Р . На рис. 3.5,6 приведены временные диаграммы, поясняющие работу схемы. Функциональная схема построения группового тракта АИМ сигнала показана на рис. 3.6. Распределитель канальный РК формирует импульсы управления работой ключей. В схеме имеется дополнительный ключ, собранный на транзисторной сборке А 2 , для разряда на землю элементов группового тракта сигналов АИМ-1. Он работает одновременно с ключом разряда накопительного конденсатора. На выходе схемы два инвертирующих усилителя Ус 2 и Ус 3 включены последовательно для получения симметрич- ного сигнала относительно земли. Это позволяет значительно уменьшить влияние помех, наводимых на вход кодера, и в 2 раза увеличить амплитуду сигнала. Аналогичная схема используется в системе передачи ИКМ-15, где импульсы имеют следующие параметры: X АИМ-1 =2,5 мкс, т 3 =1,5 мкс, т р =1 МКС, Т АИМ-2 =7,8 мкс. В некоторых случаях ключ Кл 3 , показанный на рис. 3.5, а, не применяется. Это возможно, если время заряда накопительного конденсатора достаточно для полной его перезарядки после предыдущего сигнала до уровня последующего. Такая схема используется в системе ИКМ-30. 3.3 КОДЕРЫ И ДЕКОДЕРЫ С ЛИНЕЙНОЙ ШКАЛОЙ КВАНТОВАНИЯ Кодер с линейной шкалой квантования называется линейным, а с нелинейной шкалой квантования — нелинейным. Аналогичное определение относится и к декодерам. Достоинства квантования с нелинейной шкалой отмечались в § 2.1, поэтому в цифровых системах передачи с ИКМ применяются кодеры и декодеры с нелинейной шкалой. Однако они строятся на базе кодеров с линейной шкалой квантования. По этой причине рассмотрим вначале принцип построения и работы кодеров с линейной шкалой квантования. По принципам действия кодеры делятся на три основные группы: счетного типа, взвешивающего типа и матричные. Схема кодера счетного типа показана на рис. 3.7, а. Он состоит из преобразователя АИМ-ШИМ, генератора тактовых импульсов ГТИ, схемы И и двоичного счетчика. Временные диаграммы работы кодера показаны на рис. 3.7, б. Входной сигнал АИМ (1) поступает на вход преобразователя АИМ- ШИМ, где амплитудные отсчеты сигнала преобразуются в последовательность импульсов одинаковой амплитуды, но различной длительности (2). Сигнал ШИМ и последовательность коротких импульсов от ГТИ (3) поступают на схему И, на выходе которой получаются пачки импульсов тактовой частоты (4), причем их число в пачке пропорционально длительности импульсов ШИМ, следовательно, амплитуде отсчета кодируемого сигнала. Пачки импульсов поступают на двоичный счетчик, который определяет число импульсов, входящих в пачку. На рис. 3.7, а показан четырехразрядный счетчик. Результат подсчета устанавливается на кодовых выходных счетчика, что и является кодовой комбинацией. Импульсы сброса (5) возвращают счетчик в исходное состояние после формирования каждой кодовой группы. Считывание двоичной по- следовательности происходит в параллельном коде. Риc. 3.7. Функциональная схема (а) и временные диаграммы работы (б, в) кодера счетного типа Временные диаграммы работы счетчика показаны на рис. 3.7, е. Например, на вход счетчика поступает последовательность из 13 им пульсов. Первый триггер после окончания счета остается в состоянии 1; второй триггер, запускаемый спадами импульсов, поступающих с первого триггера, в состоянии 0. После окончания счета выходы Q 3 и Qt третьего и четвертого триггеров остаются в состоянии 1, выход четвертого триггера является старшим разрядом. Результирующая двоичная комбинация, считываемая со счетчика, имеет вид 1101, что является 2 3 + 2 2 + 2°=13. Основная погрешность работы кодера счетного типа обусловлена нелинейностью преобразования АИМ-ШИМ и частотой ГТИ. Быстродействие Кодера данного типа ограничивается скоростью работы двоичного счетчика, поэтому они применяются редко. Наиболее просто двоичное кодирование осуществляется в кодерах взвешивающего типа. Принцип работы таких кодеров заключается в уравновешивании кодируемых отсчетов эталонными токами или просто эталонами с определенными весами (значениями). Кодирование в этом случае можно представить как процесс поэтапного взвешивания на чашечных весах, снабженных указателями «больше — меньше». На одну чашу весов помещается кодируемый отсчет, а на другую последовательно устанавливают эталоны (гири), начиная с эталона наибольшего веса. На каждом из этапов (тактов) взвешивания по указателю (больше — меньше» принимают соответствующее решение: если отсчет тяжелее эталона, то последний оставляют на чаше весов и добавляют эталон следующего меньшего веса. В противном случае первый эталон снимают и устанавливают эталон меньшего веса. Очевидно, что по окончании взвешивания отсчет. будет уравновешен эталонами, сумма которых с точностью до эталона наименьшего веса будет равна «весу» отсчета. Значение эталона наименьшего веса и будет максимально возможной ошибкой квантования. Если результат каждого из этапов взвешивания записать, отмечая единицей оставление эталона на чаше весов, а нулем его снятие, то по окончании взвешивания получим запись веса отсчета в двоичном коде. Рис. 3.8. Структурная схема линейного кодера взвешивающего типа для одно-полярного сигнала Процесс декодирования (восстановление передаваемой амплитуды отсчета) в этом случае может быть представлен как суммирование эталонов «гирь» с весовыми значениями тех разрядов, где в кодовой комбинации имеются единицы. Принцип построения кодера с линейной характеристикой квантования показан на рис. 3.8. Для упрощения работы рассмотрим кодирование однополярных положительных импульсов. Кодер содержит компаратор К, генератор эталонных токов ГЭТ, логическое устройство ЛУ, преобразователь кода ПК. Компаратор (указатель «больше — меньше»") определяет знак разности между амплитудами токов кодируемого сигнала (отсчета) h и суммой эталонных токов / эт , h—/эт. Если в момент такта кодирования эта разность положительная, т. е. / с >/эт, то на выходе компаратора (точка 3) формируется 0 (пробел), в противном случае, т. е. при / с (импульс). Логическое устройство служит для записи решений компаратора после каждого такта кодирования и управления работой ключей Кл1 — Кл 7 Преобразователь кода преобразует параллельный код в последовательный, формируя выходной ИКМ сигнал. Управление работой узлов кодера осуществляется сигналами, поступающими от генераторного оборудования ГО системы передачи. Примем шаг линейного квантования Д, тогда значение эталонных токов будет А, 2Д, 4Д, 2 ОТ-1 Д, где т — разрядность кодовой комбинации. Структура кодовой группы формируется на выходах 1, 2, m логического устройства. На рис. 3.8 показано формирование 7-разрядной кодовой группы. Перед началом кодирования все выходы ЛУ устанавливаются в состояние 0. В моменты, предшествующие такту кодирования, выходы ЛУ последовательно, начиная с первого, переводятся в состояние 1. Решение компаратора это состояние сохраняет, если в момент такта кодирования на его выходе формируется 0; если на выходе компаратора формируется 1, выход ЛУ переводится в 0. Состояние выхода Л У, отмеченное как 1, означает замыкание соответствующего ключа или подключение эталонного тока определенного веса в точку суммирования эталонных токов (вход 2 компаратора). Состояние 1 первого выхода ЛУ замыкает Кл), второго выхода — Клг, ... седьмого выхода — Кл 7 Работу кодера можно пояснить на примере кодирования поло- жительного отсчета с амплитудой / С =105,ЗД. Кодирование такого отсчета производится 7-разрядной кодовой группой, что позволяет закодировать 128 уровней. Для этого используется семь эталонных токов с условными весами А, 2А, 4Д, .... 64А (см. рис. 3.8). Кодируемый отсчет / с подается на первый вход (1) компаратора, цикл кодирования начинается с установки первого выхода ЛУ в состояние 1 или замыкания ключа Кл1. Поскольку разность /с—/ Э т>0, то в первом такте кодирования на выходе компаратора будет сформирован 0, состояние 1 первого выхода ЛУ сохранится и в состояние 1 переводится второй выход ЛУ. В результате суммарное значение эталонных токов перед началом второго такта становится равным 96. Несмотря на увеличение эталонного тока, неравенство / с >/эт сохраняется. Поэтому во втором такте на выходе компаратора опять будет сформирован 0, состояние второго выхода ЛУ сохранится, а состояние третьего выхода ЛУ переводится в 1. В результате суммарное значение эталонных токов перед началом третьего такта становится равным 112Д. Это превышает значение амплитуды кодируемого отсчета / с —/ Э т<С0, и в третьем такте кодирования на выходе компаратора будет сформирована 1. При записи в ЛУ эта единица изменит состояние третьего выхода с 1 на 0, разомкнѐтся ключ Кл 3 и отключит ток 16Д, а выход 4 будет переведен в состояние 1. Теперь сумма эталонных токов будет равна 104Д (64 + 32 + 8), что меньше значения / с . В четвертом, пятом, шестом и седьмом тактах кодирования будут подключаться эталонные токи 4Д, 2Д, Д. Последовательность решений компаратора в процессе кодирования / с представлена на рис. 3.8 комбинацией двоичных символов 0010110. По окончании седьмого такта кодирования на выходах ЛУ будет сформирована комбинация 1101001, представляющая в параллельном 7- разрядном двоичном коде величину кодируемого отсчета 105Д. Как легко определить, ошибка квантования в этом случае будет равна 0,ЗД. По мере формирования кодовой комбинации преобразователь кода преобразует ее в последовательность двоичных символов, представляющих собой выходной сигнал кодера. По окончании кодирования сигналы, поступающие от ГО, переводят узлы кодера в исходное состояние, подготавливая его к кодированию следующего отсчета. Рассмотрим построение кодера при кодировании двух полярных сигналов (рис. 3.9). В этом случае потребуются два ГЭТ для кодирования положительных и отрицательных значений амплитуды отсчета. При необходимости кодирования 128 положительных и 128 отрицательных уровней потребуется 8-разрядная кодовая комбинация, причем первый разряд будет кодировать полярность сигнала. При той же логике работы компаратора, что и в случае кодирования однополярных сигналов, возникает следующая ситуация. Кодируя / С =105,ЗД и сравнивая с первым эталоном 64Д, получаем 105.3Д—64Д>0. Этот эталон остается включенным. Сравнивая теперь / с =—105.3Д с первым эталоном —- 64Д, получаем —105.3Д— — (—64Д)<0. Эталон при этом выключается. Для устранения данного недостатка при кодировании отрицательных значений амплитуды отсчетов на выходе компаратора включается инвертор, и значения сигналов на выходе компаратора будут инвертироваться. Рис. 3.9. Структурная схема линейного кодера взвешивающего типа для вдухполярного сигнала Для примера рассмотрим работу кодера при кодировании отсчета с отрицательной амплитудой / с = — 105,ЗА. Кодируемый отсчет подается на первый вход (1) компаратора, а цикл начинается с установки первого выхода ЛУ в состояние 1. В этом случае замыкается ключ Кл+ источника положительных эталонных токов (напомним, что выходы 2...8 ЛУ при этом находятся в состоянии О, т. е. Кл1 — Клт и Кл!— Кл 7 разомкнуты, на втором входе компаратора, / Э т = 0). Поскольку отсчет имеет отрицательную поляр- ность, т. е. / с <0, то в первом такте кодирования на выходе компаратора будет сформирована 1 и состояние первого выхода ЛУ станет 0. Тогда Кл+ будет разомкнут, а через инвертор DD 2 будет включен Кл. Единица на выходе инвертора DD 2 изменит и положение ключа Кл К на выходе компаратора и к нему подключится инвертор. Необходимость такой операции пояснялась ранее. Таким образом, согласно полярности амплитуды входного сигнала включен ГЭТ отрицательных эталонных токов и схема готова к следующим этапам кодирования, для чего переводится в состояние 1 второй выход ЛУ. На этом первый этап определения и кодирования полярности отсчета закончен. Перевод в состояние 1 второго выхода ЛУ обеспечивает подключение через Кл'1 эталонного тока — 64Д в точку суммирования этапов (Вх. 2 компаратора). Во втором такте кодирования компаратор определяет знак разности между / с = — 105.3Д и [■„ = — 64Д. Поскольку 1 С —/эг<0, то на выходе компаратора формируется 1, а на выходе инвертора DD, будет 0 и эталонный ток —64Д останется включенным. Аналогично пройдут и другие этапы кодирования. Последовательность решений компаратора в процессе кодирования / с представлена на рис. 3.9 в точке 4 комбинацией двоичных символов 10010110 (напомним, что первый символ 1 этой комбинации прошел с выхода компаратора до включения инвертора). По окончании восьмого этапа кодирования на выходах ЛУ будет сформулирована комбинация 01101001, представляющая в 8-разрядном симметричном двоичном коде значение амплитуды отсчета — 105. Управляют работой кодера импульсы, поступающие от ГО. Принцип построения линейного декодера для восстановления двухполярного сигнала показан на рис. 3.10. Декодер содержит преобразователь кода ПК, логическое устройство ЛУ и генератор эталонных токов ГЭТ. Декодирование ведется в порядке, обратном процессу кодирования. Вначале 8-разрядная кодовая группа принятого ИКМ сигнала с помощью преобразователя кода преобразуется в параллельную кодовую группу символов, которая формируется на выходах 1—8 ПК- В соответствии с принятой кодовой комбинацией Рис. 3.10. Структурная схема линейного декодера Рис. 3.11. Характеристика квантования линейного кодера и декодера ЛУ вырабатывает сигналы управления, включающие ключи эталонных токов соответствующих разрядов. Включаются ключи тех разрядов, где на выходе ЛУ имеется 1. В симметричном двоичном коде первый разряд определяет полярность источника эталонных токов. В этом случае 1 включает положительный источник эталонных токов £ эт , а 0 через инвертор включает отрицательный источник эталонных токов — £ эт На рис. 3.10 показан пример декодирования кодовой комбинации 01101001. При декодировании замыкаются ключи Кл, Кл'ь Кл' 2> Кл' 4> Кл' 7 и формируется суммарный эталонный ток отрицательной полярности величиной 105 Л. Кодеры и декодеры с равномерным шагом квантования имеют реальную характеристику квантования, показанную на рис. 3.11. На этой характеристике можно отметить ее неравномерность в начале координат, точнее, первые ступеньки в положительной и отрицательной областях характеристики. Это приводит к отклонению реальной характеристики от идеальной, представляющей собой прямую линию, проходящую через начало координат. Обработка сигнала с такой характеристикой квантования вызывает его дополнительные искажения. Для уменьшения этих искажений при декодировании значение амплитуды отсчета положительной и отрицательной полярностей увеличиваются дополнительно на половину шага квантования. Для этого в реальных декодерах используются дополнительные эталонные токи со значениями 0,5А и —0,5А. Это равносильно смещению характеристики в положительной области вверх, а в отрицательной области вниз, на половину шага квантования. |