Мартынов_Сил-электЧ2(Инверторы). Учебное пособие санктПетербург 2012
 Скачать 4.69 Mb.
|
|
Рис. 21. временные диаграммы, поясняющие управление трехфазного инвертора напряжения с постоянной и равной о длительностью импульсов управления а–е – импульсы управления транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4, VT5, VT6 соответственно ж – кривая напряжения фазы а (аи кривая тока фазы а (i a ) инвертора соответственно з – кривая напряжения фазы b инвертора u – кривая линейного напряжения а на рис. 21 приведены временные диаграммы инвертора напряжения при длительности импульсов управления λ и.у = 120 о При λ и.у = 120° и активном характере нагрузки форма кривой фазного напряжения имеет одноступенчатый импульс на интервале каждого полупериода, амплитуда которого равна (п. в этом случае действующее значение фазного напряжения 5 ï 6 ô ï ï 6 1 1 d 0 408 2 6 , ; U U t U U π π ω π æ ö÷ ç = = = ÷ ç ÷ çè ø ò (52) – действующее значение линейного напряжения ë ï ï ï 3 1 0 707 сравнивая значения фазных напряжений при длительности импульса λ и.у = 180° и λ и.у = 120°, можно видеть, что фазное напряжение при λ и.у = 180° больше в 1,15 раза. При этих способах управления в схеме выходного каскада образуются ветви, замыкающиеся только через диоды обратного моста, обладающие односторонней проводимостью. структура выходной цепи такого инвертора будет зависеть от направления тока в этих ветвях. в свою очередь, момент изменения тока в той или иной ветви схемы зависит от характера нагрузки. Поэтому форма выходного напряжения при λ и.у = 120° и λ и.у = 150° также зависит от характера нагрузки. При λ и.у = 120° структура силовой цепи остается неизменной, если cosϕ нг ≤ 0,72. форма напряжения на нагрузке в этом случае аналогична форме с λ и.у = 180° (см. рис. общим недостатком этих способов является необходимость применять управляемый выпрямитель (или широтно-импульсный преобразователь постоянного напряжения) во входной цепи инвертора для регулирования напряжения на выходе инвертора. рассмотрим подробнее особенности работы инвертора напряжения с λ и.у = 120° (см. рис. 21) анализ взаимного расположения первых гармоник напряжения и тока в фазе нагрузки u a1 , i a1 (рис. 22) показывает, что в течение интервалов π–ϕ, когда u a1 и i a1 имеют согласное направление, протекание тока i a1 осуществляется через группу управляемых вентилей прямого тока. в течение интервалов ϕ, когда аи а направлены встречно, фазный тока замыкается через группу диодов обратного тока и встречно по отношению к полярности напряжения источника питания U d . аналогично, на основании кривой колебания мгновенной мощности фазы а P a1 = u a1 i a1 можно установить, что положительным значениям P a1 соответствует потребление энергии от источника питания через вентили прямого тока и накопление ее в электромагнитном поле индуктивности нагрузки. отрицательным значениям P a1 соответствует возврат накопленной энергии через группу вентилей обратного тока в источник питания. в совокупности такой непрерывно повторяющийся процесс определяет сущность обмена реактивной энергией между нагрузкой и источником питания постоянного тока, происходящего в инверторе напряжения. При активной нагрузке инвертора форма кривой выходного напряжения становится прямоугольной, а ток через вентили группы обратного тока не протекает, что связано с отсутствием запаса реактивной энергии в фазах нагрузки изменение формы фазного напряжения при переходе от индуктивной к активной нагрузке в таком инверторе напряжения сопровождается уменьшением действующего значения фазного напряжения на 13,5 %, однако гармонический состав фазного напряжения остается неизменным. такой режим будет характеризоваться постоянством мгновенной мощности, передаваемой в нагрузку,и уравновешенностью источника питания P d1 = const, i d1 = При работе инвертора в режиме 0,720 ≤ cosϕ нг ≤ 0,892 имеют место промежуточные формы токов и напряжений в ветвях схемы. так, в частности, ток, протекающий через диоды обратного тока, становится прерывистым, спадающим до нуля в течение каждого u i Рис. 22. временные диаграммы основных гармоник фазных токов, напряжений и мощности инвертора напряжения такта между коммутациями управляемых вентилей (транзисторов. на рис. 23 показана зависимость относительной продолжительности интервала работы диодов обратного тока на каждом такте Ψ′ = Ψ/θ от коэффициента мощности нагрузки, наглядно иллюстрирующая указанный диапазон переходных форм кривой выходного напряжения при параллельном соединении элементов активно-ин- дуктивной нагрузки в конкретной схеме трехфазного мостового инвертора. При cosϕ нг ≥ 0,892 диодная группа обратного тока в работе не участвует, так как вследствие несинусоидальности выходного напряжения и тока энергия, запасаемая в индуктивных сопротивлениях нагрузки, рассеивается в параллельных активных сопротивлениях. форма кривой выходного напряжения в этом режиме такая же, как при активной нагрузке. При cosϕ нг = 0 входной ток i d равен разности токов вентильных групп прямого и обратного тока i d = i d1 – i d2 . При этом режиме работы инвертора входной ток i d будет двухполярным пульсирующим током с нулевой постоянной составляющей [2]. следовательно, для режима работы при cosϕ нг = 0 и пренебрежении потерями мощности в инверторе средняя мощность, потребляемая от источника, равна средней мощности нагрузки и равна нулю 0 cos d d d P U I UI ϕ = = = 1,0 0,5 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 Ψ′ Ψ′ co sϕ = 0 ,7 2 0 co sϕ = 0 ,8 9 2 cosϕ нг Рис. 23. зависимость длительности работы вентилей обратного тока от коэффициента мощности нагрузки Характерным свойством инвертора напряжения является его работоспособность при нагрузке активно-емкостного характера и при отрицательных значениях активных сопротивлений в фазах нагрузки ст. е. при генераторном режиме нагрузки. При емкостном характере нагрузки изменяется очередность работы диодов обратного тока по отношению к управляемым вентилям. При генераторной нагрузке, например при рекуперативном торможении асинхронного двигателя, группа управляемых вентилей проводит фазный ток в течение относительно коротких интервалов времени π–ϕ нг , так как ϕ нг > π/2. Эти вентили совместно с диодами обратного тока обеспечивают протекание через статорную обмотку машины реактивного намагничивающего тока. рекуперируемая с вала машины активная мощность передается в цепь источника питания через диоды обратного тока используя временные диаграммы (см. рис. 22), можно вывести выражения для определения средних значений тока, потребляемого группой вентилей прямого тока, I d1 , и возвращаемого группой вентилей обратного тока в источник, I d2 : 1 ë1 íã 3 2 1 2 ( cos ); d I I ϕ π = + (54) 2 ë1 íã 3 2 где л – действующее значение первой гармоники линейного тока нагрузки. результирующий ток, потребляемый инвертором от источника питания 2 ë1 íã 3 2 Сравнительная оценка загрузки элементов трехфазного инвертора напряжения при λ и.у = 180° и λ и.у = При проектировании инверторов необходимо знать соотношения между действующими значениями первых гармоник напряжения и тока нагрузки, а также тока и напряжения источника питания и связь их с максимальными значениями напряжения и тока транзисторов, поскольку транзисторы выбираются по максимально допустимым значениям тока и напряжения на коллекторе. такие соотношения для трехфазного мостового инвертора напряжения при двух способах управления (λ и.у = 180° и λ и.у = 120°) и двух схемах соединения нагрузки треугольником (Δ) или звездой (Υ)) приведены в табл. условные обозначения параметров, принятые в табл. 2: U m – амплитуда прямоугольно-ступенчатого фазного напряжения на нагрузке – амплитуда прямоугольно-ступенчатого фазного тока активной нагрузки; U п – напряжение источника питания инвертора; U 1ф , ф – действующие значения первых гармоник фазных напряжения и тока нагрузки соответственно; Р 1 – действующее значение мощности (по первой гармонике) на выходе инвертора при чисто активной нагрузке и полном использовании транзисторов; P к = к к max – предельная мощность переключения транзистора Р 1 /(nP к ) – коэффициент использования инвертора по первой гармонике – число установленных транзисторов. отметим, что соотношения для токов, приведенные в табл. 2, справедливы лишь при чисто активной нагрузке (cosϕ нг = 1). форма тока нагрузки при cosϕ нг = 1 совпадает с формой напряжения нагрузки. разложение тока вряд фурье в этом случае представляется теми же формулами, что и разложение напряжения. Поскольку действующие значения фазных напряжений и токов для разных схем инверторов и способов управления ими отличаются друг от друга, то важно оценить, различаются ли при этом выходные мощности инверторов (по первой гармонике. такую оценку проще провести для случая чисто активной нагрузки. оказывается, что Таблица Соотношения расчетных параметров инвертора напряжения λ и.у , град схема соединения нагрузки iUimiUiпiIimiIiк max U 1ф U п I 1ф I к max U п U 1ф I к max I 1ф U к max U 1ф Р 1 P к k р 180 Δ Υ 1 2/3 0,5 1 0,78 0,45 0,39 0,68 1,28 2,23 2,56 1,48 1,28 2,23 0,915 0,152 120 Δ Υ 1 0,5 2/3 1 0,68 0,39 0,45 0,78 1,48 2,56 2,23 1,28 1,48 2,56 0,915 0,152 действующее значение выходной мощности трехфазного инвертора по первой гармонике) при чисто активной нагрузке не зависит от способа управления (Р 1 /Р к = При активно-индуктивном характере нагрузки выходная мощность и коэффициент использования инвертора по первой гармонике будут меньше, так как форма тока будет не прямоугольно-ступен- чатой, а ближе к треугольной, и максимальное значение тока через транзистор будет больше при одинаковой величине первой гармоники тока нагрузки [8, 9]. Приведем соотношения, по которым можно рассчитать максимальное значение коллекторного тока транзистора при λ и.у = 180° и двух способах соединения нагрузки [9]: – нагрузка соединена в треугольник: • при 0,53 ≤ cosθ нг ≤ 1,0 2 m ê 3 íã 1 при 0,53 ≥ cosθ нг ≥ 0 2 m ê 2 íã 1 1 max ( ) ; ( ) U à I R à à - = - +при cosθ нг = 0,53 формулы дают одинаковый результат нагрузка соединения в звезду: • при 0,53 ≤ cosθ нг ≤ 1,0 2 m ê 3 íã 1 1 2 при 0,53 ≥ cosθ нг ≥ 0 2 m ê 3 íã 1 2 2 где а = е, f – частота выходного напряжения инвертора Т = L нг /R нг – постоянная времени нагрузки. косинус некоторого фиктивного угла θ нг рассчитывается по формуле 2 ô íã íã íã íã 2 íã ô ô 1 1 3 1 ( ) cos ( ) I R Ð à fT S U I à à θ D D D - = = = - - +При fT нг < 0,05 соsθ нг = соsϕ нг. Вопросы для самоконтроля. сформулируйте назначение обратных диодов в трехфазном инверторе напряжения. в чем заключается основное отличие между двумя режимами работы инвертора а)при λ и.у = о и б) при λ и.у = о. При каком значении коэффициента мощности нагрузки форма кривой выходного напряжения при λ и.у = о и при λ и.у = о одинакова. Широтно-импульсное регулирование напряжения трехфазного инвертора для обеспечения регулирования выходного напряжения самим инвертором используются способы Шири ШиМ на основной и несущей частоте [4]. рассмотрим наиболее простой способ управления при реализации Шир на основной частоте. из временных диаграммы напряжений управления транзисторов Т и напряжения на выходе автономного инвертора (рис. 24) видно, что регулирование выходного напряжения инвертора осуществляется введением регулируемой повремени паузы. в течение каждого периода повторяемости Т пвт для подключения нагрузки к источнику питания отпираются три транзистора например, Т, Т, Т для отключения нагрузки от источника один из них запирается. Причем запирается тот транзистор, который позволяет отключить всю группу анодных или катодных силовых ключей. так, для отключения нагрузки приоткрытых ключах Т, Т, Т запирается ключ Та при отпертых ключах Т, Т, Т – ключ Т и т. д. такой способ управления называется алгоритмом одиночного переключения (аоП). таким образом, Шир напряжения на выходе инвертора на основной частоте и аоП осуществляются изменением относительной продолжительности включения нагрузки в цепь источника питания. имеется и другая возможность Шир на основной частоте, когда в паузе между импульсами запираются два силовых транзистора одной группы (алгоритм группового переключения – аГП). здесь приоткрытых вентилях Т, Т, Т для создания паузы в напряжении на нагрузке запираются вентили Т и Т. алгоритм одиночного переключения способен формировать паузу в выходном напряжении инвертора при любых значениях τ нг = ωL нг /R нг . При аГП создается пауза в напряжении на нагрузке, если к моменту запирания двух транзисторов группы ток изменит знак. Это имеет 58 1 2 3 4 5 6 T пвт t t t t t t t γ T у1 u у2 u у3 u у4 u у5 u у6 u нг u T пвт Рис. 24. управление инвертором напряжения при Шир на основной частоте место при малых постоянных времени нагрузки τ нг . если значение τ нг велико и к рассматриваемому моменту ток знака не изменит, то паузу в выходном напряжении сформировать не удается.рассмо- тренные способы управления инвертором не позволяют реализовать постоянную структуру силовой цепи инвертора. для реализации неизменной структуры необходимы дополнительные переключения транзисторов в каждой фазной группе. Пример такого управления для аоП представлен на рис. 24 штриховыми линиями. здесь при запирании Т отпирается Т, при запирании Т отпирается Т и т. д. При Шир на основной частоте гармонический состав выходного напряжения и тока резко ухудшается в области малых напряжений и частот. для исключения этого нежелательного явления используется Шир на несущей частоте. в этом случаев течение периода часто- у1 u у2 u у3 u у4 u у5 u у6 u нг u 1 2 3 4 5 6 Т пвт t t t t t t t 1(2)3 2(3)4 3(4)5 4(5)6 5(6)1 6(1)2 γТ 0 Т 0 1 2U п U п 3 Рис. 25. управление инвертором при Шир на несущей частоте ты повторяемости несколько раз с периодом Т пвт = нес происходит включение и отключение одного из силовых ключей (рис. 25). При этом нагрузка оказывается подключенной к источнику питания на интервале (1 – Та на интервале Т фазы нагрузки закорочены. на рис. 25 представлен случай, когда Т пвт = Т. Гармонический состав выходного напряжения при Шир на несущей частоте улучшается при малых значениях γ с увеличением кратности k: k = T пвт /Т 0 = f нес /f пвт = 6f нес /f мод (62) улучшение гармонического состава выходного напряжения трехфазного инвертора при любых k осуществляется при переходе к ШиМ. схема управления в этом случае строится аналогично схеме управления однофазного инвертора стой лишь разницей, что модулирующие напряжения на каждое плечо являются симметричными (имеют одну амплитуду, частоту и сдвинуты относительно друг друга на 120°). 2.3. Гармонический состав выходного напряжения трехфазного инвертора напряжения при ШиР выходного напряжения регулировочная характеристика и спектральный состав выходного напряжения трехфазного инвертора, также как и однофазного, зависят от коэффициента модуляции и формы модулирующего напряжения в спектре выходного напряжения трехфазного инвертора отсутствуют все четные гармоники, а также гармоники, кратные трем. сам спектр определяется алгоритмом управления. напомним, что при управлении автономным инвертором поза- кону λ и.у = 180° амплитуды гармонических составляющих в фазном напряжении определяются из выражения п, где U mν – амплитуда й гармоники ν = (6n ± 1); n = 0, 1, 2, 3, ...; п – напряжение источника питания. отношение амплитуд гармонических составляющих фазного напряжения к амплитуде первой гармоники имеет вид m m1 1 U U ν ν = (64) из уравнения (63) следует, что при простейшем алгоритме управления гармонический состав выходного напряжения инвертора постоянен. в выходном напряжении наиболее сильно выражены пятая и седьмая гармоники. рассмотрим гармонический состав выходного напряжения инвертора при широтно-импульсном способе регулирования выходного напряжения. При Шир на основной частоте повторения (см. рис. 24) отношение амплитуд гармонических составляющих фазного напряжения к амплитуде первой гармоники имеет вид m m1 1 6 6 sin( / ) sin( / зависимости относительных амплитуд гармоник от относительной длительности управления (скважности сигнала управления показаны на рис. 26. из графиков видно, что в процессе регулирования приуменьшении выходного напряжения 5-, 7-, 11-, я гармоники приближаются к основной, что искажает форму напряжения и тока и приводит к увеличению потерь от высших гармоник. некоторое улучшение гармонического состава достигается за счет Шир на несущей частоте (см. рис. Рис. 26. Гармонический состав выходного напряжения инвертора с Шир k = 1 аи (баб в этом случае отношение амплитуд гармонических составляющих фазного напряжения к амплитуде первой гармоники имеет вид m m1 1 6 6 sin( / ) , sin( / где k определено выражением где Т пвт – период повторяемости, равный 1/6 длительности периода выходного напряжения из выражения (67) следует, что для монотонного уменьшения й гармоники приуменьшении необходимо соблюдение условия (ν/k) < При k = 1 (риса) ни для одной из высших гармоник это условие не выполняется. При k = 2 (рис. 26, б) оно выполняется только для пятой гармоники. При k = 3 – для пятой и седьмой гармоники т. д. Широтно-импульсная модуляция при синусоидальной форме модулирующего напряжения рассмотрим работу инвертора напряжения при реализации ШиМ при синусоидальной форме модулирующих напряжений каждой фазы [4]. При анализе данной схемы предполагается, что вентили (транзисторы и диоды) являются идеальными ключами. в открытом состоянии они замыкают накоротко участки электрических цепей, в закрытом состоянии разрывают их. Принято также, что источник постоянного тока (на входе инвертора) обладает двухсторонней проводимостью (или на его входе установлен конденсатор с достаточно большой емкостью). каждые два транзистора, подключенные к одному плечу инвертора, работают в противофазе если один транзистор открыт, другой (в том же плече) закрыт и наоборот. отсутствуют ситуации, в которых оба транзистора одной фазы закрыты или открыты одно- временно. в схеме, приведенной на рис. 19, с помощью транзисторов и обратных диодов фазы нагрузки подключаются к положительному или к отрицательному полюсу источника питания или замыкаются накоротко. за счет изменения соотношения длительностей замыкания нагрузки накоротко и подключения ее к полюсам конденсатора изменяются напряжения на выходе инвертора. Преобразователь в этом случае работает в режиме ШиМ. При переключении транзисторов изменяется структура схемы и электрические контуры, в которых протекают токи. Характерные состояния схемы изображены на рис. в состоянии схемы I в й фазе инвертора открыт верхний транзистор, вой ив й фазах открыты нижние транзисторы. токи в инверторе протекают через открытые транзисторы в соответствии Рис. 27. состояния схемы трехфазного инвертора напряжения при переключении его транзисторов на интервале одного периода 0 i 1 i 2 i 3 VT2=VT3=0 U k i k i c k i1 =0 i 1 i 2 i 3 U k i k i c i 1 i 2 i 3 U k i k i c i 1 i 2 i 3 U k i k i c i 1 i 2 i 3 k i2 =1 k i1 = 1 k i2 = k i3 =0 k i1 =k i2 = k i3 =1 с направлениями токов в фазах. закрытые транзисторы и диоды не отражены на рисунках, поскольку токов в них нет. если верхний транзистор фазы I закрывается, а нижний транзистор этой фазы открывается, тов соответствии со знаками токов нагрузки открывается обратный диод нижнего транзистора фазы I. При этом схема переходит в состояние ветви схемы, в которых токи отсутствуют, не отражены на рисунке. в состоянии II схемы цепь источника питания и сглаживающего дросселя замкнута на конденсатор, установленный на входе инвертора. фазы нагрузки замкнуты накоротко через вентили инвертора. Электрическая связь источника питания и нагрузки отсут- ствует. если в состоянии схемы II вой фазе закрывается нижний транзистор и, соответственно, открывается верхний транзистор, то схема переходит в состояние III, в котором связь источника питания и нагрузки восстанавливается. схема переходит в состояние IV, когда в й фазе закрывается нижний транзистора верхний транзистор открывается. из состояния IV схема может перейти в состояние V, если откроется верхний транзистор в й фазе. из состояния V в состояние VI схема может перейти, если в й фазе закроется верхний транзистора нижний откроется. указанные переходы схемы из одних состояний в другие определяются системой управления и знаками токов в индуктивностях цепей инвертора. как видно из рис. 27, при принятых допущениях ток фазы нагрузки протекает всегда через то плечо моста, в котором находится открытый транзистор (при идеальных ключевых элементах). При расчете токов и напряжений силовой схемы следует учитывать особенности работы системы управления инвертора. Эти особенности можно пояснить с помощью рис. 28, на котором изображены пилообразное (опорное) напряжение оп, напряжение управления модулирующее напряжение) транзисторами одной из трех фаз моста, а также функции состояния двух транзисторов й фазы k i1 и 1 – напряжения управления транзисторами двух других фаз и u y3 на рис. 28 не изображены. однако можно отметить, что в симметричном режиме работы они имеют туже амплитуду и взаимно сдвинуты по фазе на если напряжения управления синусоидальны и их амплитуда не превышает амплитуду опорного напряжения, то считается, что преобразователь работает в режиме синусоидальной ШиМ без пере- модуляции. в реальных установках вследствие дискретности микропроцессорных устройств управления напряжения управления имеют ступенчатую форму с гладкими составляющими, близкими по форме к синусоиде. длительность цикла работы микропроцессорных систем управления Δt y во многих случаях принимается равной периоду оп пилообразного напряжения. в пределах этого периода напряжения управления всех фаз неизменны. временные диаграммы (см. рис. 28) построены с учетом этой особенности системы управления. в моменты равенства опорного напряжения и напряжений управления осуществляются переключения транзисторов. существует минимально допустимое время переключения транзисторов, которое несколько сужает активную зону опорного напряжения участвующую в формировании импульсов управления) на величину оп сверху и снизу. если амплитуду опорного напряжения принять равной 1, тов соответствии с рис. 28 активная зона напряжений управления находится в пределах от ( –1 + оп) до (1 – Δu оп ). если напряжение управления какой-либо фазы находится в активной зоне пилообразного напряжения, тов течение периода оп в данной фазе происходит одно включение и одно выключение транзистора с соответствующими переключениями токов, одно включение и одно выключение обратного диода, а также одно включение и одно выключение транзистора без тока. если напряжение управления выходит за пределы активной зоны пилообразного напряжения, u оп =1 u оп = оп –1 + u оп u y1 u оп T оп k i1 оп 1 – u оп ∆ ∆ |