В. Г. Фокин Когерентные оптические сети
 Скачать 13.92 Mb.
|
|
Контрольные вопросы 1. Какие требования предъявляются к оптическим сигналам, передаваемым в когерентных системах? 2. Какие параметры оптического излучения одномодовых лазеров являют- ся предметом внимания с точки зрения построения схем модуляторов? 3. Какие виды оптической модуляции и мультиплексирования могут ком- плексно сочетаться при построении когерентной системы передачи? 4. Какие варианты построения схем оптических передатчиков когерентных систем являются предметом рассмотрения? 5. Какие форматы оптических импульсов можно формировать модулято- ром MZ? 6. Чем отличаются оптические сигналы в форматах RZ и CSRZ? 7. Что обозначают аббревиатуры ASK и PSK? 8. Чем ограничено использование прямой модуляции оптического излуче- ния в каналах со скоростями от 10 Гбит/с до 1 Тбит/с? 9. Сколько ступеней преобразования оптического сигнала в формирователе CSRZ? 10. Объяснить, как формируются оптические сигналы формата DB? 11. Чем отличаются спектры сигналов в форматах модуляции NRZ, RZ, CSRZ, DB? 12. Какие проблемы проявляются в системах передачи при увеличении скорости передачи данных в оптических каналах с фиксированным межканаль- ным интервалом? 13. В чем преимущества фазовой модуляции nPSK в оптических каналах? 14. Объяснить, как формируются сигналы в форматах BPSK и DPSK? 15. Чем отличаются спектры сигналов DPSK с различными формами импульсов (NRZ, RZ, CSRZ)? 203 16. Какие устройства (электрические и оптические) используются для по- строения схем формирователей оптических канальных сигналов в форматах D(Q)PSK, DP-D(Q)PSK? 17. Какие особенности имеют сигналы, формируемые с двойной поляриза- цией излучения? 18. Что такое спектральная эффективность оптического сигнала? 19. Как влияет на спектральную эффективность использование большого числа фазовых и амплитудных состояний модулированного оптического сигнала? 20. Составить рекомендации по применению форматов модуляции PM-BPSK, PM-QPSK, PM-16QAM при построении оптических каналов для ма- гистральных, региональных и местных (метро) оптических транспортных сетей? 21. В чем преимущества формата передачи оптических каналов OFDM, CoOFDM при организации оптических каналов на скоростях 100 Гбит/с до 1 Тбит/с? 22. Чем определяется верхняя граничная скорость передачи данных в опти- ческих каналах? 23. Что представляют собой пределы Шеннона (линейный и нелинейный) в технике оптических каналов связи? Чем они обусловлены? 24. Как влияют пределы Шеннона на уровни передачи сигналов в оптиче- ских каналах? 25. Какие проблемы по наращиванию скорости передачи в оптических ка- налах существуют при различных форматах сигналов? 26. Какие модули и блоки предусматривают производители техники опти- ческой связи в передатчиках и транспондерах оптических каналов? 204 5. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ И ДЕКОДИРОВАНИЕ ОПТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ В КОГЕРЕНТНЫХ ПРИЕМНИКАХ Детектирование оптических сигналов в когерентных приемниках пред- ставляет собой только первый этап восстановления переданных информацион- ных данных. На этом этапе определяется уровень мощности входящего каналь- ного оптического сигнала после разделения в демультиплексоре, разделение сигнала по каналам детектирования, также может быть задействована оптиче- ская петля подстройки характеристик оптического гетеродина (настройка ча- стоты, поляризации и мощности гетеродина) или применена цифровая обработ- ка для подстройки частоты и фазы (пример на рис. 5.1). Другой пример постро- ения когерентного оптического приемника с цепями управления гетеродином LO рассмотрен ранее и пояснен рис. 3.49. Рис. 5.1. Пример базовой схемы построения когерентного оптического приемника с цифровой обработкой сигнала [75] Вторым этапом считается цифровая обработка детектированного сигнала, которая состоит в электронной компенсации дисперсионных искажения и не- линейных продуктов, восстановлении фазовых соотношений несущих частот, декодировании цифровых данных, коррекции ошибок FEC, идентификации ка- нала и др. Алгоритм обработки представлен на рис. 5.2. Алгоритм предусматривает возможности по управлению локальным опти- ческим генератором, т. е. подстройкой частоты и поляризации излучения. Так- же алгоритмом предусмотрены возможности восстановления тактов цифрового сигнала, цифровая обработка для компенсации фазовых дрожаний, дисперсион- ных искажений и т. д. 205 Рис. 5.2. Алгоритм цифровых преобразований на приеме [91] 5.1. Принципы оптического когерентного приема и проблемы Общая идеология оптического когерентного приема была представлена в разделе 1.1 настоящего учебного пособия. В нем рассматриваются принципы оптического когерентного приема с учетом особенностей кодирования сигна- лов, каналов детектирования, нестабильности параметров сигналов и среды распространения сигналов и т. д. Некоторые наиболее сложные форматы кодирования при модуляции опти- ческих сигналов и их последующего детектирования и декодирования пред- ставлены на рис. 5.3. Рис. 5.3. Форматы оптических сигналов для обработки в когерентном приемнике 206 Каждый из форматов оптических сигналов требует построения индивиду- альных приемников с соответствующими декодерами. Увеличение числа ампли- тудных или/и фазовых позиций в оптическом сигнале отражается на сложности схемы передатчика и приемника. При этом на приемной стороне нужно решать не только задачи конвертации, но и задачи синхронизации оптических несущих частот, подстройки их фазы и поляризации, устранения дрожаний, вызванных помехами различного происхождения (спонтанной эмиссии, нелинейными шу- мами и др.) и т. д. (рис. 5.4, 5.5). Рис. 5.4. Примеры воздействия фазового и амплитудного шума на оптический сигнал в формате DB Рис. 5.5. Пример воздействия нелинейного фазового шума на оптический сигнал в формате QPSK (а – перед линией, б – выход линии, в – после компенсации) [74] Несоответствие оптических частот принимаемого сигнала и оптического ге- теродина (LO) приводит к дополнительным искажениям детектируемого сигнала (рис. 5.6), что требует использования дополнительной электронной коррекции или введения цепи управления оптическим гетеродином. Особенно актуальна синхронизация оптических частот в случае поляризационного мультиплексиро- вания. При этом синхронизация может выполняться для LO или для каждой из поляризованных составляющих от LO [74]. Применение электронной цифровой обработки сигнала оптического канала позволяет компенсировать дисперсионные искажения (рис. 5.7) и фазовые сдви- ги принимаемых к декодированию сигналов (рис. 5.8). 207 Рис. 5.6. Расхождение оптических частот принимаемого сигнала и локального оптического генератора Рис. 5.7. Коррекция искажений в оптическом канале Рис. 5.8. Применение алгоритма цифровой обработки Витебри для восстановления фаз декодируемых каналов [76, 90] 208 В настоящее время разработаны и реализованы в системах передачи ряд методов построения оптических приемников с прямым и когерентным детекти- рованием с учетом возможностей по синхронизации оптических частот пере- датчиков и приемников, компенсации хроматической и поляризационной дис- персии и устранения дрожания фазы. В табл. 5.1 приведен краткий обзор по ме- тодам построения оптических приемников с прямым и когерентным детектиро- ванием. Примеры математических соотношений для строгого описания когерент- ного гомодинного детектирования различных форматов оптических сигналов представлены ниже. Простой когерентный приемник со спаренным фотодетектором (рис. 5.9) содержит также локальный оптический генератор (LO) с непрерывным излуче- нием CW (continuous-wave) и поляризационный контроллер (PC). Табл. 5.1. Методы прямого и когерентного детектирования в ВОСП Некогерентное детектирование Дифференциальное когерентное детекти- рование Когерентное детектирова- ние (синхронное) Прямое Гомодин- ное/ гете- родинное Прямое Гомодин- ное/ гетеро- динное Необходимость применения LO нет да нет да да Требование синхронизации оптических несущих нет нет нет нет да Возможность компенсации хроматической и поляризацион ной дисперсий нет да нет да да Одна или две фазы поляри- зации несущей 1 1 2 Поддержка мо- дуляцион ных форматов ASK, FSK, Binary, PolSK DPSK, CP FSK, Non-binary, Pol SK nPSK, nQAM, Pol SK, ASK, FSK и др. 209 Рис. 5.9. Конфигурация простого когерентного оптического приемника Входной оптический сигнал, приходящий из линии представляется следу- ющей функцией ) exp( ) ( ) ( t j t A t E S S S , (5.1) где A s (t) – комплексная амплитуда сигнала, ω s – круговая частота сигнала. Простое электрическое поле локального (лазерного) генератора (гетероди- на) представляется следующей функцией ) exp( ) ( t j A t E LO LO LO , (5.2) где A LO – постоянная комплексная амплитуда, ω LO – круговая частота гетеродина. Учитывая, что A s (t) и A LO отражают реальные оптические сигналы, оцени- ваемые параметрами мощности или интенсивности оптического излучения, в дальнейшем применяется мощностное представление этих сигналов, т. е. 2 / 2 S S A P , 2 / 2 LO LO A P Спаренные фотодиоды в схеме когерентного приемника позволяют реали- зовать балансное детектирование, при котором получается выигрыш в 3 дБ по чувствительности благодаря синфазному сложению сигнальных составляющих фототока и противофазному сложению полей LO и P S , создаваемых разветвите- лем 2×2. Если считать, что сигнал линии E S и гетеродин E LO имеют одинаковую по- ляризацию, то электрические поля на фотодетекторах будут иметь вид ) ( 2 1 1 LO S E E E , ) ( 2 1 2 LO S E E E , (5.3) тогда, с учетом чувствительности фотодиода, величины фототока каждого при- бора можно представить ) ( ) ( cos ) ( 2 ) ( 2 ) ( 1 t t t P t P P t P S t I LO sig IF LO S LO S , (5.4) ) ( ) ( cos ) ( 2 ) ( 2 ) ( 2 t t t P t P P t P S t I LO sig IF LO S LO S , (5.5) где ω IF = |ω S − ω LO |; θ sig (t) и θ LO (t) – фазы передаваемого сигнала и опорного ге- нератора LO. 210 Чувствительность фотодиода определяется S h e S , где е – заряд электрона, η – квантовая эффективность, h – постоян- ная Планка, ω S – частота оптического сигнала. Результирующий фототок на выходе балансного фотодетектора составит величину ) ( ) ( cos ) ( 2 ) ( 2 1 t t t P t P S I I t I LO sig IF LO S (5.6) Если считать мощность опорного генератора LO фиксированной, то на ве- личину фототока будет оказывать влияние фазовая нестабильность LO и сигнала. Учитывая, что основным режимом работы приемника оптических сигналов когерентных ВОСП является гомодинный прием, в дальнейшем составляющая ω IF принимается равной нулю. ) ( ) ( cos 2 ) ( t t P P S t I LO sig LO S (5.7) Фазовую стабильность LO также можно считать достижимой в условиях близких к идеальным для LO. Остается неопределенным состояние фазы сигна- ла θ sig (t), отслеживать которое возможно с помощью цепи OPLL (Optical Phase Locked Loop) (рис. 3.49) или цифровой обработкой (рис. 5.2). Кроме того, использование фазовой модуляции оптического сигнала может быть детектировано при фиксированной фазе θ LO , например, при фазовом сме- щении в 90 0 или π/2. Такой вид детектирования нашел применение при квадра- турной модуляции оптической несущей (рис. 3.46, 3.47, 3.48, 5.10). Рис. 5.10. Конфигурация гомодинного квадратурного приемника с фазовым сдвигом π/2 Для этой схемы два поля оптического излучения E S и E LO (электрические составляющие) попадут на фотодиоды после смесителя в виде четырех состав- ляющих: ) ( 2 1 1 LO S E E E , ) ( 2 1 2 LO S E E E , ) ( 2 1 3 LO S jE E E , ) ( 2 1 4 LO S jE E E (5.8) 211 Выходные токи балансных фотодетекторов представлены двумя ортого- нальными компонентами (интрадинная – I и квадратурная – Q): ) ( ) ( cos ) ( 2 1 t t P P S I I t I LO sig LO S I I I ) ( ) ( sin ) ( 2 1 t t P P S I I t I LO sig LO S Q Q Q (5.9) Комплексное значение детектированного сигнала можно представить: )] ( ) ( [ exp ) ( ) ( ) ( t t j P P S t jI t I t I N S LO S Q I С , (5.10) в котором присутствует комплексная амплитудная составляющая, фазовая со- ставляющая и составляющая фазового шума θ N . Снизить величины фазовых шумов можно различными методами, рассмотренными ниже. 5.2. Методы демодуляции в гомодинных приемниках Все известные методы выделения информационного сигнала при гомодин- ном приеме сводятся к четырем схемам, представленным на рис. 5.11. Рис. 5.11. Методы демодуляции при гомодинном детектировании полосы частот сигнала Самые простые несинхронные методы гомодинного приема основаны на выделении огибающей информационного сигнала (а) и дифференциальном де- тектированием (раздельном детектировании фазы принимаемого оптического сигнала за счет тактовой задержки T) (б) с возможным некогерентным детекти- 212 рованием. Однако наибольший интерес представляют методы (в) синхронного когерентного детектирования с каналом подстройки частоты и фазы опорного оптического генератора OPLL (Optical Phase Locked Loop) с управлением напряжения LO (VCO, Voltage-Controlled Oscillator) для уменьшения фазовых флуктуаций Q N (t) и (г) с цифровой коррекцией частоты и фазы принимаемого оптического сигнала (DSP, Digital Signal Processing). Последние два метода используются в приемниках сигналов QPSK, nPSK, PM-QPSK, nQAM, обеспе- чивая максимальное соотношение сигнал/шум при когерентном синхронном детектировании. Пример типовой схемы цифрового когерентного приемника представлен на рис. 5.12. Рис. 5.12. Типовая схема цифрового когерентного приемника В схеме после детектирования аналого-цифрового преобразования произво- дится цифровая обработка (DSP) по компенсации дисперсионных искажений и вос- становлению параметров оптической несущей для устранения различий с опорной частотой гетеродина и принятию решения о передаче логических 0 и 1 в ортого- нальных каналах X, Y. Цифровая обработка в когерентном приемнике производит- ся по алгоритмам цифрового эквалайзера EQ1 и EQ2, рассмотренным в [91]. Для восстановления тактов принимаемого цифрового сигнала использует- ся схема с генератором управляемым напряжением (ГУН) (рис. 5.13). Рис. 5.13. Схема восстановления тактов принимаемого цифрового сигнала после фотодетектирования 213 Цифровая обработка, используемая в составе EQ1, EQ2, классифицируется по трем видам: опережающие эквалайзеры – Feed-Forward Equalizers (FFE); эквалайзеры с решающей обратной связью – Decision Feed-Back Equalizers (DFE); алгоритм Витерби для вычисления максимально приближенной после- довательности – Maximum Likelihood System Estimation (MLSE). Каждый из ви- дов обработки может быть реализован отдельным чипом с процессором и встроенным алгоритмом [92, 93]. Коррекция дисперсионных искажений может производиться в двух струк- турах: цифровой нерекурсивной линейной (linear transversal finite impulse response (FIR) filter – линейный трансверсальный фильтр с конечной импульс- ной характеристикой) FFE (рис. 5.14) и рекурсивной нелинейной (non-linear equalizers such as the decision-feedback equalizer – нелинейный рекурсивный фильтр с бесконечной импульсной характеристикой) DFE (рис. 5.15) обработ- кой данных в каналах X, Y (т. е. цифровым адаптивным фильтром). Рис. 5.14. Структура нерекурсивного фильтра FFE для электронной компенсации дисперсии Адаптивные алгоритмы предусматривают контроль минимальной средне- квадратической ошибки (MSE, Mean Square Error). Контроль может осуществ- ляться по принципу Витебри MLSE. Приведенные структуры цифровой обра- ботки предназначены для адаптивной компенсации хроматической (hx, hy) и поляризационной (hxx, hxy, hyx, hyy) дисперсии. Для последней предусмотре- ны перекрестные связи для устранения поляризационного дисбаланса. Адаптивные алгоритмы минимизации ошибки компенсации встраиваются в блоках управления тактами и также позволяют определять коэффициенты умножения C i и B i . В дальнейшем эти коэффициенты представляют матрицей коэффициентов передачи YY YX XY XX h h h h H , 214 которая перемножается со входными ортогональными сигналами в каналах X,Y, которые также представляются матрицей искаженных сигналов в каналах X,Y X X D B Y Y C A S , где векторы A и D представляют дисперсионные искажения, а векторы B и C перекрестные искажения между ортогональными каналами X и Y. Рис. 5.15. Структура фильтра с рекурсией DFE для электронной компенсации дисперсии Восстанавливаемый сигнал записывается S H S ^ Величина коэффициентов матрицы H определяется на каждом временном шаге (временном отсчете) следующим соотношением: ) ( ) ( ) ( ) 1 ( * k s k e k h k h , (5.11) где h(k) – коэффициент предыдущего шага, µ – коэффициент адаптации (в пре- делах 10 -1 …10 -4 , что зависит от необходимой скорости сходимости алгоритма и точности компенсации), e(k) – ошибка восстановления сигнала на k-том шаге, s * (k) – величина сигнальной составляющей на k-том шаге. 215 Необходимо отметить, что предложенный метод компенсации дисперсион- ных искажений пригоден и для компенсации нелинейных искажений в оптиче- ском канале передачи [92, 93, 96]. Величины компенсируемых дисперсионных искажений указываются в технических характеристиках транспондерных блоков. Следующая ступень цифровой обработки представлена блоком с алгорит- мом Витебри. Этот модуль необходим для восстановления оптической несущей волны. Общая схема этого алгоритма представлена на рис. 5.16. Рассмотрение нормированного символа от модуляции QPSK с четырьмя со- стояниями фазы мощности сигнала связано с двумя состояниями фаз передавае- мого символа SYMBOL Ф и фазы сигнала гетеродина С Ф . В то время, как инфор- мационный символ, соответствующий формату модуляции QPSK (или другому формату), определен и восстанавливается на приеме, несущая волна гетеродина может быть нестабильной, т. е. смещаться независимо от несущей волны сим- вола (см. рис. 5.8), например, за счет вполне определенной ширины спектра из- лучения (в пределах 30 МГц… 30 кГц). Алгоритм, запускающий процесс вос- становления четырех состояний фаз мощности может быть представлен следу- ющей записью: С С С SYMBOL С SYMBOL Ф j Ф j k j Ф j Ф j Ф Ф j e e e e e e 4 4 2 4 4 4 4 ( . (5.12) Из этой записи следует, что алгоритм должен вычислить фазовое состоя- ние сигнала с четырьмя позициями С Ф с делением на четыре. В дальнейшем алгоритм предполагает вычитание, полученного вычислением С Ф из суммы SYMBOL С Ф Ф Рис. 5.16. Алгоритм Витебри Этот метод хорош, когда наблюдается высокое соотношение OSNR (более 20 дБ), однако реально на практике величина OSNR низка (5–8 дБ) из-за накоп- ления шумов ASE, что затрудняет восстановление сигнала. По этой причине в алгоритме используется усреднение по определенному числу вычислительных операций. Математическое представление этих операций приведено ниже 216 m k m k k n k Ф k Ф j С С S e m Ф 4 ] [ ] [ ] [ _ arg 4 1 , (5.13) где S Ф – фаза символа на входе, n[k] – фазовый шум, δ – номер шага вычисления. В блоке «Решение» производится декодирование цифрового сигнала, например, обратные операции тем, что производились на передаче (рис. 4.27). |