Б.И. Дубовик. Конспект лекций по электронике для студентов направления 550200 (Автоматизация и управ. Б.И. Дубовик. Конспект лекций по электронике для студентов напра. Конспект лекций для студентов направления 550200 (Автоматизация и управление) специальности

• Название: Конспект лекций для студентов направления 550200 (Автоматизация и управление) специальности
• Анкор: Б.И. Дубовик. Конспект лекций по электронике для студентов направления 550200 (Автоматизация и управ.doc
• Дата: 07.05.2018
• Размер: 0.94 Mb.
• Имя файла: Б.И. Дубовик. Конспект лекций по электронике для студентов напра.doc
• Тип: Конспект лекций; #18969
• Категория: Электротехника. Связь. Автоматика
• страница: 5 из 16

План лекции.

 

1.     Аналитический способ выбора рабочей точки;

2.     Графический метод расчета рабочей точки.

 

Рабочую точку часто называют также ТОЧКОЙ ПОКОЯ, т.е. точкой, в которой находится усилитель при отсутствии усиливаемого сигнала.

Рассмотрим выбор рабочей точки для усилителя на транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером. При этом рассмотрим простейшую схему, представленную на рис. 2.3.1.

 



 

рис. 2.3.1. Схема простейшего усилителя.

 

Используя модель 1 биполярного транзистора, эту схему можно представить в следующем виде (рис. 2.3.2).

 



 

рис. 2.3.2. Эквивалентная схема усилителя.

 

Для выходной цепи приведенной схемы можно записать:

 

U_КЭ = U_П - i_К*R_К (2.3.1)

 

Переменные U_П и i_К, входящие в это уравнение должны удовлетворять, в соответствии с предельными паспортными параметрами транзистора, следующим условиям:

 

U_П < U_КЭmax

 

i_К  i_Кmax (2.3.2)

 

U_КЭ*i_К < Р_Рmax,

 

а для работы транзистора в линейном режиме необходимо выполнить следующие условия:

 

U_КЭ > U_КЭнас (2.3.3)

 

Положение рабочей точки будем определять координатами U₀, . Примем

 

U_КЭнас < U₀ < U_П

 

i_Ко < i_Кmax

 

Для того, чтобы использовать весь линейный участок ВАХ транзистора, необходимо выбирать U₀ и  по следующим зависимостям:

 

U₀ = (U_П - U_КЭнас)/2 + U_КЭнас (2.3.4)

 

i_Ко = U_П/(2*R_К) (2.3.5)

т.к.  то

i_бо = i_Ко/ = U_П/(2*R_Н*) (2.3.6)

 

Для входной цепи в соответствии с эквивалентной схемой можно записать:

 

U_бэ = U_Г - i_бR_Г (2.3.7)

или

i_бо = (U_Г - U_бэ)/R_Г (2.3.8)

и тогда

(U_Г - U_бэ)/R_Г = U_П/(2*R_Н*) (2.3.9)

 

Т.о. выражения (2.3.4), (2.3.5), (2.3.6) и (2.3.8), составленные по схеме (рис.2.3.2) можно использовать при расчетах рабочей точки усилителя.

Очень часто весьма полезным для решения задачи выбора рабочей точки каскада является графический метод. Для использования этого метода необходимо иметь выходные и входные ВАХ транзистора. Выходные ВАХ транзистора представлены на рис. 2.3.3.

 



 

рис. 2.3.3. Выходные ВАХ транзистора.

 

На рис. 2.3.3 заштрихована область, в которую не должна заходить рабочая точка. Эта область построена в соответствии с выражениями (2.3.2) и (2.3.3) и называется рабочей областью характеристики.

На плоскости i_К U_КЭ график уравнения (2.3.1) есть прямая с наклоном – 1/R_К , которая называется линией выходной нагрузки. Она пересекает оси координат в следующих точках:

 

U_КЭ = U_П , при i_К = 0

 

i_К = U_П/R_К , при U_КЭ = 0

 

Для нахождения положения рабочей точки необходимо найти координаты пересечения линии выходной нагрузки с выходной характеристикой транзистора, соответствующей определенной величине тока базы.

Для нахождения тока базы используют входные характеристики транзистора, которые представляют собой зависимость тока базы транзистора от напряжения U_бэ. Эта характеристика имеет вид (рис. 2.3.4):

 



 

рис. 2.3.4. Входные ВАХ транзистора.

 

Уравнение (2.3.7) представляет собой аналитическое описание линий входной нагрузки. График этого уравнения на плоскости U_бэ, i_б, U_бэ  представляет собой прямую с наклоном – 1/R_Г и пересекает ось в точке U_бэ = U_Г, а ось i_б в точке U_Г/R_Г.

Положение рабочей точки определяется пересечением линий входной нагрузки с входной характеристикой транзистора. Из графика можно определить U_Гmax и U_Гmin.

Как видно из рисунка U_Г должно содержать некоторую положительную постоянную составляющую, называемую обычно = U_см соответствующую середине выбранного участка U_Гmin – U_Гmax. Т.о., если известны пределы изменения U_Г ,то проводя нагрузочные прямые при U_Гmax и U_Гmin можно найти пределы изменения тока базы, а затем по выходным характеристикам для найденных пределов изменения тока базы найти пределы изменения коллекторного тока и U_КЭ. Найденные пределы в случае линейного режима работы усилителя, должны лежать в рабочей области характеристики. В заключении заметим, что построенные характеристики могут быть использованы для оценки коэффициентов усиления по току и напряжению. Действительно, задаваясь изменением тока базы i_б  по выходной нагрузочной характеристике можно найти изменение тока коллектора i_К и К_i = i_К/i_б. Аналогично для K_U, задаваясь U_Г по графикам находим U_КЭ и тогда:

KU = - UКЭ/UГ

Лекция № 13. Методы стабилизации режима работы усилителя.

 

План лекции.

 

1.     Использование ООС по напряжению;

2.     Использование ООС по току.

 

Простейший рассмотренный выше усилитель с общим эмиттером имел следующий вид (рис. 2.3.5):

 



 

рис. 2.3.5. Схема простейшего усилителя.

 

Выходной ток усилителя i_К в выбранной рабочей точке в соответствии с моделью 1 равен:

 

i_К = *i_б (2.3.10)

 

а напряжение между коллектором и эмиттером

 

U_КЭ = U_П - *R_К*i_б (2.3.11)

 

Как видно из выражений (2.3.10) и (2.3.11) i_К и U_КЭ зависят от  транзистора и от U_П. Т.к. существует неизбежный разброс параметров транзисторов от образца к образцу, а также их изменение от температуры, то для данной схемы характерна очень низкая стабильность положения рабочей точки усилителя.

Существуют несколько методов, обеспечивающих стабилизацию рабочей точки. Во всех этих методах используется один из видов ООС. Принцип ООС применительно к транзистору заключается в том, что любое изменение токов, протекающих через транзистор, приводит к соответствующему изменению тока и напряжения, которые хотят скомпенсировать начальное изменение. Существует два основных метода подачи ООС: ООС по напряжению и ООС по току, называемая также эмиттерной ОС.

а) Отрицательная обратная связь по напряжению.

На рис. 2.3.6 показана схема усилителя с отрицательной ОС по напряжению:

 



 

рис. 2.3.6. Схема усилителя с отрицательной обратной связью по напряжению.

 

Проведем качественный анализ этой схемы. С помощью U_Г на базу подается смещение, задающее положение рабочей точки транзистора. Резистор R_ОС включен между эмиттером и базой. Коллекторное напряжение положительно, поэтому часть этого напряжения, подаваемая через резистор ОС на базу, увеличивает прямое смещение. Нормальное прямое смещение перехода эмиттер-база (или рабочая точка) представляет собой результат всех напряжений, воздействующих на этот переход (т.е. U_Г и U_ОС). Если коллекторный ток увеличивается (из-за роста температуры, изменения  транзистора), то падение напряжения на резисторе R_К возрастает. В результате коллекторное напряжение падает, что вызывает уменьшение напряжения ОС, поступающего на базу через R_ОС. При этом уменьшается смещение перехода Э-Б в прямом направлении, снижается эмиттерный ток, и ток коллектора падает, возвращаясь к нормальному значению. Если вместо увеличения коллекторного тока происходит его уменьшение, возникает противоположный процесс и коллекторный ток воз растает до своего нормального значения, соответствующего рабочей точке.

Проведем теперь количественный анализ работы схемы. Используя модель 1 транзистора можем построить эквивалентную модель усилителя. Для этой модели справедлива следующая система уравнений:

 

i_б = i_ОС + i_Г

 

U_Г = i_Г*R_Г + U_бэ

 

U_П = R_К*i + R_ОС*i_ОС + U_бэ

 

i = i_ОС + i_К

 

U_П = R_К*i_ОС + R_К*i_К + R_ОС*i_ОС + U_бэ =

 

= i_ОС(R_К + R_ОС) + R_К*i_К + U_бэ

 

i_ОС = i_б – i_Г  iг = (U_Г – U_бэ)/R_Г;  i_ОС = i_б - (U_Г – U_бэ)/R_Г;

 

U_П - U_бэ =  i_б(R_К + R_ОС) - ((R_К + R_ОС)(U_Г - U_бэ))/R_Г + R_К*i_К

 

i_б = i_К/

 

(U_П - U_бэ) + ((R_К + R_ОС)(U_Г - U_бэ))/R_Г = i_К[(R_К + R_ОС)/ + R_К]

 

 (2.3.12)

 

При *R_К >> R_К + R_ОС

 

i_К = (U_П - U_бэ)/R_К + ((R_К + R_ОС)/R_КR_Г)(U_Г - U_бэ)  (2.3.12а)

 

U_КЭ = U_П - i*R_К = U_П - (i_ОС + i_К)R_К =

 

= U_П - i_К*R_К - (i_б – i_Г)R_К = U_П - i_К*R_К - i_б*R_К + R_К(U_Г - U_бэ)/R_Г =

 

= U_П - i*R_К*(1 + 1/) + R_К(U_Г - U_бэ)/R_Г =

 

= U_П + R_К(U_Г - U_бэ)/R_Г - (( +1)/)*

 

 (2.3.13)

 

При *R_К >> R_К + R_ОС

 

U_КЭ = U_П + R_К(U_Г - U_бэ)/R_Г - U_П + U_бэ - ((R_К + R_ОС)/R_Г)(U_Г - U_бэ)  (2.3.13а)

 

Как видно из выражений (2.3.12) и (2.3.13) при достаточно большом коэффициенте передачи тока базы (у хороших транзисторов  > 100) они могут быть представлены выражениями (2.3.12а) и (2.3.13а). Из последних выражений можно сделать вывод: положение рабочей точки при достаточно большом  не зависит от параметров транзистора, а определяется только внешними цепями транзисторного усилителя.

б) Отрицательная обратная связь по току.

Наиболее часто в полупроводниковых усилителях используется обратная связь по току. Это вызвано тем, что транзистор является прибором, управляемым, главным образом, током, а не напряжением. На рис. 2.3.7 представлена схема усилителя с ООС по току.

 



 

рис. 2.3.7. Схема усилителя с отрицательной обратной связью по току.

 

Обратная связь по току осуществляется с помощью резистора R_Э Проведем качественный анализ работы схемы. Базовый ток, а следовательно, и коллекторный ток зависит от разности напряжений между базой и эмиттером. Если это разностное напряжение снижается, уменьшается величина базового тока и, следовательно, коллекторного тока. В случае увеличения разностного напряжения справедливо противоположное утверждение.

Практически весь ток, протекающий через коллектор, протекает также и через эмиттерный резистор (разница равна малой величине i_б). Поэтому падение напряжения на эмиттерном резисторе зависит, в частности, от величины коллекторного тока.

Пусть по какой-либо причине величина коллекторного тока возросла. При этом эмиттерный ток и падение напряжения на резисторе в цепи эмиттера также увеличатся. Под действием ООС разностное напряжение между базой и эмиттером уменьшится, что приведет к снижению базового тока. В свою очередь уменьшившийся базовый ток вызовет падение величины коллекторного тока, и это скомпенсирует начальное увеличение коллекторного тока.

Проведем теперь количественный анализ схемы. Для этого воспользуемся моделью 1 транзистора и тогда можем записать следующую систему уравнений:

 

i_Э = i_К + i_б = i_К(1 + 1/)

 

Е_Г = R_Г*i_б + U_бэ + R_э*i_э

 

i_б = i_К/

 

Е_Г = R_Г*i_К/ + U_бэ + R_э*i_К(1 + 1/)

 

i_К*[R_Г/ + R_э(1 + 1/)] = Е_Г - U_бэ

 

i_К = (Е_Г - U_бэ)/(R_Г + R_э( + 1))* (2.3.14)

 

U_ВЫХ = U_П - i_К*R_К   (2.3.15)

 

Как видно из выражений (2.3.14) и (2.3.15) при достаточно большом коэффициенте  они принимают вид:

 

i_К  (Е_Г - U_бэ)/R_э  (2.3.14а)

 

U_ВЫХ = U_П - R_К(Е_Г - U_бэ)/R_э   (2.3.15а)

 

Отсюда можно заключить, что положение рабочей точки в этом случае также не зависит от параметров транзистора и определяется внешними цепями.
Лекция № 14. Выбор и расчет цепей смещения.

 

План лекции.

 

1.     Простейшая схема смещения;

2.     Смещение с использованием ООС.

 

Для всех полупроводниковых усилителей необходима та или иная форма смещения. Как минимум следует сместить в обратном направлении переход К-Б любого полупроводникового усилительного каскада, т.е. должен отсутствовать ток между базой и коллектором. При отсутствии входного сигнала эмиттерный переход усилителя может быть смещен в прямом или обратном направлении или может иметь нулевое смещение (отсутствие смещения). Однако во время работы усилителя при некоторых условиях через переход Э-Б должен протекать ток. Например, ток протекает в течение всего времени в усилителях класса А и АВ. В усилителях классов В и С ток идет только при наличии рабочего сигнала. Т.о. необходимо задать эмиттерному переходу такое смещение, чтобы при некоторых условиях мог протекать ток.

Желаемый режим устанавливается путем подачи напряжений на соответствующие выводы транзистора через цепи смещения. Последние обычно состоят из резисторов. Цепи смещения (или образующие их резисторы) служат одновременно для выполнения нескольких функций. Главное назначение цепи смещения – установка напряжений на базе, коллекторе и эмиттере и соотношений между токами в рабочей точке схемы.

Другая функция цепи смещения, помимо задания требуемой рабочей точки – стабилизация режима каскада в данной точке.

Основная цепь смещения должна поддерживать желаемые соотношения токов при наличии изменения температуры и напряжений питания, а также при возможной замене транзистора.

Резисторы, используемые в цепях смещения, выполняют еще одну функцию: они задают величины входного и выходного сопротивлений усилительной схемы.

Рассмотренные в разделе методы стабилизации режима и их реализация с помощью ООС по току и напряжению уже частично выполняет функции цепей смещения. Здесь рассмотрены некоторые типовые схемы смещения в усилителях и проведем их анализ. На рис. 2.3.8 представлена самая простая схема задания смещения.

 



 

рис. 2.3.8. Схема усилителя с простейшим смещением.

 

В этом случае положение рабочей точки в соответствии с моделью 1 транзистора будет определяться зависимостью:

 

i_Ко = (U_П - U_бэ)/R_б (2.3.16)

 

Используя выражение (2.3.16), можно определить сопротивление цепи смещения:

 

R_б = (U_П - U_бэ)/i_Ко (2.3.17)

 

Заметим, что величина i_Ко (2.3.16) в рабочей точке прямо пропорциональна .

Следовательно, если  изменится, например, в пять раз, что на практике может быть, то и коллекторный ток изменится в пять раз. В одних случаях это допустимо, в других нет. Поэтому часто требуются более совершенные и более стабильные схемы задания рабочей точки.

Рассмотрим улучшенный вариант этой схемы за счет введения эмиттерного сопротивления (рис. 2.3.9).

 



 

рис. 2.3.9. Схема усилителя с улучшенным смещением.

 

Используя модель 1 транзистора, i_ко для этой схемы можно записать в следующем виде:

 

U_П = i_бо*R_б + U_бэ + R_э*i_эо

 

i_бо = i_Ко/

 

i_эо = i_бо + i_Ко = i_Ко(1 + )/

 

(U_П - U_бэ)/(R_б/ + R_э(1 + )/) = (U_П - U_бэ)/(R_б/ + R_э(1 + )) (2.3.18)

 

R_б << R_э(1 + )

 

Используя (2.3.18) можно получить приближенную зависимость для ориентировочного определения R_б

 

R_б = (U_П - U_бэ)/i_Ко - R_э(1 + ) (2.3.19)

 

Для выбора R_э можно использовать следующее приближенное эмпирическое правило: падение напряжения на R_э при заданном коллекторном токе должно лежать в пределах 1 – 2 В или . Очень часто смещение задается с помощью резисторного делителя как показано на рис. 2.3.10.

 



 

рис. 2.3.10. Схема усилителя с простейшим смещением с помощью делителя.

 

При данном смещении достигается повышенная стабильность рабочей точки, по сравнению со схемой рис.2.3.8. В этой схеме благодаря делителю напряжения R₁, R₂ на переход Б-Э подается напряжение U_П*R₂/(R₁ + R₂), а эквивалентное сопротивление смещения равно:

 



 

Тогда ток коллектора равен:

 



 

 (2.3.20)

 

Из этого соотношения видно, что схема на рис.2.3.10 также не свободна от недостатка, присущего схеме рис.2.3.8, т.е. пропорциональная зависимость i_К от  не может обеспечить стабильного положения рабочей точки. Резисторы R₁ и R₂ ориентировочно для этой схемы можно рассчитать из зависимости:

 (2.3.21)

где

U_бэ = U_П*R₂/(R₁ + R₂)

 

Если в рассмотренной схеме ввести ООС по току с помощью эмиттерного сопротивления, то получим схему усилителя, которая чаще всего используется на практике.

 



 

рис. 2.3.11. Схема усилителя с улучшенным смещением.

 

Запишем выражение для i_Ко

 



 

i_эо = i_бо + i_Ко = i_Ко/ + i_Ко = i_Ко*( + 1)/

 



 

i_Ко =  (2.3.22)

 

В этом выражении  имеется как в числителе, так и в знаменателе. Если R_э а также сопротивления делителей R₁ и R₂ выбраны таким образом, что , то зависимостью i_Ко  от  можно пренебречь.

После того как величина  выбрана , сопротивления R₁ и R₂ могут быть найдены из условия:

 

  (2.3.23)

 

где _max и _min – наибольшая и наименьшая ожидаемые величины , а i_Кmax – наибольшее допустимое значение i_К.

Заметим, что улучшение стабильности в схемах рис. 2.3.9 и рис. 2.3.11 приводит к заметному уменьшению коэффициента усиления сигнала. Т.к. по сопротивлениям R_К и R_э протекает ток сигнала примерно одной и той же величины, равной переменной компоненте коллекторного тока, то для данной схемы

 

K_U  - R_К/R_э (2.3.24)

 

Дело в том, что через R_э осуществляется ООС. Но известно, что ООС уменьшает усиление и увеличивает стабильность системы. Если усиливается изменяющийся во времени сигнал, то параллельно R_э можно включить так называемый блокировочный конденсатор, который шунтирует R_э по переменному току, но не влияет на положение и стабильность рабочей точки, определяемые постоянным током через R_э Если усиливаемый сигнал имеет частоты, для которых емкость С является коротким замыканием, то коэффициент усиления этой схемы по напряжению будет равен - *R_К/(R_Г + r_бэ).

Хотя схема смещения, показанная на рис. 2.3.11 оказывается удобной для однокаскадного усилителя, она редко используется в низкочастотных усилителях, состоящих из нескольких каскадов. Включение конденсатора связи между каждой парой каскадов и блокировочного конденсатора, шунтирующего каждое эмиттерное сопротивление приводит к падению коэффициента усиления схемы на очень низких частотах. Вследствие этого в многокаскадных усилителях цепи смещения часто конструируются таким образом, что один транзистор питается непосредственно через другой, а для стабилизации рабочей точки используется общая цепь ООС по постоянному току. Пример такой схемы представлен на рис.2.3.12.

 



 

рис. 2.3.12. Схема двухкаскадного усилителя.
Лекция № 15. Анализ схем усилителей на биполярных транзисторах.

 

План лекции.

 

1.     Анализ схемы с общим эмиттером;

2.     Анализ схемы эмиттерного повторителя.

 

Рассмотрим общую схему полупроводникового усилителя (рис. 2.3.13) и проведем ее анализ, используя П-образную модель транзистора.

 



 

рис. 2.3.13. Типовая схема усилителя на транзисторе.

 

На входе усилителя действует источник сигнала U_ВХ с эквивалентным внутренним сопротивлением R_Г. Сигнал поступает на транзистор через конденсатор связи С₁. Будем считать, что емкость этого конденсатора достаточно велика, так что для изменяющегося во времени сигнала U_ВХ он представляет собой короткое замыкание, а для постоянного тока – разрыв цепи. Благодаря этому весь ток от постоянного источника U_П течет через резисторы R₁ и R₂ в базу транзистора и, следовательно, определяет его рабочую точку i_бо. Между коллектором и источником питания U_П включено сопротивление R_К, с которого через второй конденсатор связи С₂ снимается усиленный сигнал. Этот конденсатор изолирует входную цепь следующего каскада от постоянной составляющей тока, протекающего через R_К. Далее будем считать, что исходя из модели 1 транзистора определены i_бо и i_Ко, соответствующие рабочей точке транзистора и определены цепи смещения усилителя, т.е. рассчитаны резисторы R₁, R₂, и R_э. Используя найденное значение i_Ко определяем параметры П-образной модели транзистора и строим эквивалентную схему усилителя (рис. 2.3.14).

 



 

рис. 2.3.14. Эквивалентная схема усилителя.

 

На эквивалентной схеме транзистор заменен П-образной моделью, источник постоянного напряжения – коротким замыканием. Т.к. конденсаторы связи С₁ и С₂ представляют собой короткое замыкание для U_ВХ и U_ВЫХ, то на эквивалентной схеме они опущены.

Определим основные параметры рассматриваемой схемы, а именно коэффициент усиления по напряжению K_U и току K_i, входное R_ВХ и выходное R_ВЫХ сопротивления, используя построенную эквивалентную схему.

Коэффициент усиления можно найти следующим образом. Выходное напряжение получаем из равенства:

 

U_ВЫХ = - gR_КU_бэ

 

Затем U_бэ выражаем через U_ВХ . Т.к. входная цепь усилителя представляет собой делитель напряжения, образованный резистором R_б и соединенными параллельно резисторами R₁ , R₂ и R_э + r_бэ , то можем записать:

 



 

где

но т.к.

U₀ = U_бэ + i_э*R_э

а

i_э = i_б + gU_бэ = U_бэ/rr_бэ + gU_бэ = U_бэ/rr_бэ + ₀*U_бэ/rr_бэ =

 

= U_бэ/rr_бэ(1 + ₀)

то

U₀ = U_бэ[1 + R_э(₀ + 1)/rr_бэ]

и тогда



 

Окончательно,

 

 (2.3.25)

 

Знак "-" в этом соотношении указывает на то, что входной и выходной сигналы находятся в противофазе, т.е. если на входе усилителя сигнал положительный, то на выходе – отрицательный и наоборот.

Если выполняется условие R₁₂ >> (r_бэ + R_э), то соотношение (2.3.25) можно записать в виде:

 

 

если R_Г << (r_бэ + R_э)

 

 (2.3.26)

 

Приближенное выражение (2.3.26) справедливо для усилителей с общим эмиттером содержащих R_э . Если же R_э отсутствует, т.е. R_э = 0 и нет обратной связи по току, то (2.3.25) принимает вид:

 

 (2.3.25а)

 

а приближенное выражение для оценки K_U при условии, что R₁₂ >> r_бэ будет

 

 (2.3.26а)

 

Если известны величины элементов цепи (R_К, R_э и R_Г) и ₀, r_бэ  то из соотношений (2.3.25) или (2.3.26), (2.3.25а) или (2.3.26а) легко вычислить коэффициент усиления схемы по напряжению. Типичное значение этого коэффициента в усилителе с общим эмиттером лежат в пределах от -5 до -100. Если, однако, в результате вычисления величина коэффициента получается больше -100, то к такому значению следует относиться с некоторым сомнением, т.к. для правильного представления работы усилителя с таким большим усилением необходимо рассматривать более сложную модель транзистора, чем те, которые мы рассматривали.

Определим коэффициенты усиления по току для рассматриваемой схемы.

 

K_i = i_К/i_ВХ

 

i_К = - gU_бэ

 

U_бэ связано с i_ВХ следующей зависимостью:

 



 

U₀ = U_бэ + i_э*R_э = U_бэ[1 + R_э(1 + ₀)/r_бэ]

 



 

 (2.3.27)

 

При отсутствии R_э , т.е. R_э = 0

 

 (2.3.28)

 

Если R₁₂ >> r_бэ, то

 

K_i  - ₀ (2.3.28а)

 

Далее вычислим входное и выходное сопротивления, по переменному току. Входное сопротивление R_ВХ представляет собой эквивалентное сопротивление цепи, включающее параллельно соединенные R₁₂ и (r_бэ + R_э)

 

 (2.3.29)

При R_э = 0

 (2.3.30)

 

Выходным сопротивлением R_ВЫХ называют эквивалентное сопротивление усилителя со стороны выходных клемм. Для того, чтобы рассчитать это сопротивление, обратимся к схеме рис.2.3.14. Эквивалентное сопротивление участка цепи определим, приложив к этому участку некоторое напряжение U_ИЗМ и вычислив ток i_ИЗМ , когда источники выходного напряжения замкнуты, т.е. U_ВХ = 0, а источники тока разомкнуты. Т.к. U_ВХ = 0, то и U_бэ и i_К = - gU_бэ – также рано 0.

Следовательно

i_ИЗМ = U_ИЗМ/R_К

и выходное сопротивление усилителя по переменному току равно

 

R_ВЫХ = U_ИЗМ/i_ИЗМ = R_К (2.3.31)

 

Анализ схемы эмиттерного повторителя на биполярном транзисторе.

 

Схема эмиттерного повторителя приведена на рис. 2.3.15

 



 

рис. 2.3.15. Схема эмиттерного повторителя.

 

Найдем передаточную характеристику схемы, для чего заменим транзистор его кусочно-линейной моделью (рис. 2.3.15б) (модель 1). Напомним, что эта модель верно отражает работу транзистора только в режиме усиления, т.е. при U_КЭ > U_КЭнас и .

На основании закона Кирхгофа для токов из схемы рис. 2.3.15б получим:

i_ВЫХ = i_б + *i_б = i_б(1 + )

тогда

U_ВЫХ = i_ВЫХ*R_э= (1 + )i_б*R_э (2.3.32)

 

Для выходной цепи можно записать:

 

U_Г - i_б*R_Г - 0.6 - U_ВЫХ = 0 (2.3.33)

 

Используя (2.3.32) и (2.3.33), выражение для искомой передаточной характеристики получим в виде:

 

U_Г - 0.6 = U_ВЫХ + U_ВЫХ*R_Г/((1 + )Rэ) =

 

= U_ВЫХ 1 + R_Г/((1 + )Rэ) = U_ВЫХ (2.3.34)

U_ВЫХ =

 

Для определения границ применимости соотношения (2.3.34) заметим, что

U_КЭ = U_П - U_ВЫХ

 

Следовательно, условие U_КЭ > U_КЭнас, накладывает ограничение на величину выходного напряжения

 



 

Если граничное значение U_ВЫХ = U_П - U_КЭнас подставить в равенство (2.3.34), то можно найти максимальную величину входного напряжения, при которой транзистор еще работает в активной области усиления.

 

U_Гmax = 0.6 +

 

Если U_Г > U_Гmax, то транзистор работает в режиме насыщения, а U_ВЫХ остается постоянным и равным U_П - U_КЭнас  U_П. Минимально допустимую величину входного сигнала получим, исключив U_ВЫХ из равенства (2.3.32) и (2.3.33)

i_б =

 

Отсюда следует, что условие i_б > 0 выполняется при U_Г > 0.6 В. Если U_Г < 0.6 В, то транзистор работает в режиме отсечки и ток i_б = 0. Тогда в силу равенства (2.3.32) U_ВЫХ также равно 0. Т.о.

 

0.6 < U_Г < 0.6 +

 

Из выражения (2.3.34) коэффициент передачи по напряжению будет:

 

K_U =

 

Из этого выражения видно, что при любой комбинации R_Г, R_э и , K_U < 1.

Как правило R_Г << (1 + )R_э , поэтому K_U очень близок к 1. Итак, с известной долей приближения напряжение на выходе эмиттера повторяет входной сигнал. Отсюда и происходит название схемы ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ.

Отметим, что хотя в ЭП и не происходит усиления напряжения, зато наблюдается значительное усиление тока

 

K_i = i_ВЫХ/i_б = (1 + )

 

На этом и основано практическое применение ЭП.

Оценим входное и выходное сопротивление ЭП.

 

R_ВХ = U_ВХ/i_ВХ = (U_бэ + U_ВЫХ)/i_б = U_бэ/i_б + (1 + )R_э

 

И значит

R_ВХ > (1 + )R_э

 

Для определения R_ВЫХ воспользуемся моделью 2 (рис. 2.3.16).

 



 

рис. 2.3.16. Эквивалентная схема эмиттерного повторителя.

 

В этой модели источник входного сигнала U_Г закорочен, а к выходным клеммам подключен источник эталонного напряжения U_ИЗМ.

Тогда искомая R_ВЫХ будет равно

 

R_ВЫХ = U_ИЗМ /i_ИЗМ

 

i_ИЗМ = U_ИЗМ/R_э - gU_бэ + U_ИЗМ/(R_Г + r_бэ)

 

U_бэ = - r_бэ*U_ИЗМ/(R_Г + r_бэ)

 

i_ИЗМ = U_ИЗМ*1/R_э + gr_бэ/(R_Г + r_бэ) + 1/(R_Г + r_бэ) =

 

= U_ИЗМ1/R_э + (1 + gr_бэ)/(R_Г + r_бэ) =

 

= U_ИЗМ

 



Т.к. R_э >> , то

R_ВЫХ =

Т.о. ЭП имеет высокий коэффициент усиления по току примерно равный (1 + ), на эту величину увеличивается входное сопротивление и на эту же величину уменьшается выходное сопротивление.

 

 Лекция № 16. Расчет усилителя на МОП-транзисторае в режиме обогащения.

 

План лекции.

 

1.     Эквивалентная схема усилителя;

2. 
   Анализ основных параметров.
   

 

Цепи смешения для полевых транзисторов обычно проще, чем для биполярных. Параметры полевых транзисторов изменяются от температуры в меньшей степени, а ток затвора при работе в режиме усиления фактически равен 0.

Обычно при расчете цепей смещения полевых транзисторов используется графический метод, основанный на использовании выходных характеристик приборов.

Из анализа работы МОП-транзистора в режиме обогащения следует, что для работы в области линейного усиления напряжения на затворе и стоке должны иметь одну и ту же полярность. Это значит, что оба напряжения можно получить от одного источника питания. В этом случае схема может быть представлена в следующем виде (рис. 2.4.1):



рис. 2.4.1. Схема усилителя на полевом транзисторе в режиме обогащения.