Главная страница
Навигация по странице:

  • ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ

  • 1. ОСОБЕННОСТИ ВЫБРАННОЙ РЕАЛИЗАЦИИ СИСТЕМЫ СБОРА И ОЦИФРОВКИ.

  • 2. Расчет общих параметров системы

  • 2.2 Расчёт частоты дискретизации

  • 2.3. Определение требуемой разрядности

  • 3.2. Входной коммутатор аналоговых сигналов.

  • 3.3. Расчет фильтра низких частот

  • 3.4. Преобразователь амплитудных значений

  • 3.5. Источник опорного напряжения

  • 3.6. Схема автоматического выбора пределов измерения

  • 3.7. Схема определения знака

  • 3.8. Схема выделения абсолютного значения сигнала

  • 3.9. Устройство выборки-хранения

  • 3.10. Аналого-цифровой преобразователь

  • 3.11. Устройство синхронизации

  • 3.12 Блок выходных регистров

  • Список использованной литературы.

    		•

    курсовая циу. ПЗ АЗиз. Техническое задание Введение


    Скачать 455.16 Kb.
    НазваниеТехническое задание Введение
    Анкоркурсовая циу
    Дата18.11.2020
    Размер455.16 Kb.
    Формат файлаdocx
    Имя файлаПЗ АЗиз.docx
    ТипТехническое задание
    #151683




    Содержание

    Техническое задание……………………………………………………………….2

    Введение…………………………………………………………….……………....3

    1. Особенности выбранной реализации устройства……………….…………......5

    2. Расчет общих параметров устройства

      1. Расчет верхней частоты входного сигнала…………………………..………6

      2. Расчет частоты дискретизации………………………………….…………….7

      3. Определение требуемой разрядности устройства……………………………8

    3. Расчет функциональных узлов

      1. Входной повторитель………………………………………………..………..10

      2. Входной коммутатор аналоговых сигналов……………………….…….…11

      3. Фильтр низких частот……………………………………………………...…12

      4. Преобразователь амплитудного значения……………………….…………14

      5. Источник опорного напряжения…………………………………….............16

      6. Схема автоматического выбора пределов измерения…………….………..17

      7. Схема определения знака………………………………………….………….19

      8. Схема выделения абсолютного значения сигнала……………….…………20

      9. Устройство выборки-хранения………………………………….….………..23

      10. Аналого-цифровой преобразователь……………………………….............24

      11. Устройство синхронизации………………………………………………...26

    4. Расчет погрешностей……………………………………….……………….….29

    Заключение………………………………………………………………………...36

    Список литературы……………………………………………………………......37

    Приложение А

    Приложение Б

    Приложение В

    Приложение Г

    Приложение Д

    Приложение Е

    Приложение Ж

    Приложение З

    Приложение И

    Приложение К


    ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ

    Разработать систему сбора и оцифровки значений сигналов датчиков аналоговых величин с использованием входного повторителя, коммутатора входных сигналов, ФНЧ, САВПИ, прецизионного выпрямителя, УВХ, ИОН, ГТИ, одного из видов АЦП на дискретных элементах, вспомогательной логики, выходных регистров и приемопередатчика (выходной интерфейс RS-422) с автоматической начальной предустановкой в исходное состояние, выбором номера датчика и различными видами запуска (ручной, от внешнего генератора, от внутреннего генератора) со следующими основными характеристиками:
    Пределы измерения входного напряжения ,В ±5,2

    Класс точности (c/d) 0,05/0,02

    Входное сопротивление, МОм 1

    Быстродействие, не менее, изм/с 103

    Диапазон рабочих температур, С - 40…+85

    Апертурная погрешность, не более, нс 20

    Число датчиков 4

    fc1 kГц 40

    fc2, kГц 80

    fc3, kГц 110

    Некомпактный спектр входного сигнала имеет вид:

    Рисунок-1. Некомпактный спектр

    ВВЕДЕНИЕ

    Под цифровыми измерительными устройствами понимают разные приборы и устройства, выполненные в различных функциональных исполнениях.

    В данной курсовой работе разрабатывается система сбора и оцифровки значений сигналов датчиков аналоговых величин с использованием входного повторителя, коммутатора входных сигналов, ФНЧ, САВПИ, прецизионного выпрямителя, УВХ, ИОН, ГТИ, одного из видов АЦП на дискретных элементах, вспомогательной логики, выходных регистров с автоматической начальной предустановкой в исходное состояние, выбором номера датчика и различными видами запуска (ручной, от внешнего генератора, от внутреннего генератора)

    В основу реализации сбора и обработки значений сигналов датчиков положены схемы потоковой обработки сигналов датчиков.

    Разрабатываемая система сбора и оцифровки значений сигналов датчиков аналоговых величин должна иметь возможность работать как от внутреннего генератора, так и от внешнего.

    1. ОСОБЕННОСТИ ВЫБРАННОЙ РЕАЛИЗАЦИИ СИСТЕМЫ СБОРА И ОЦИФРОВКИ.

    Структура разрабатываемого устройства и состав входящих в него функциональных узлов, а также выбор элементной базы устройства должны определяться, возможностью реализации заданных технических характеристик проектируемого цифрового измерительного устройства.

    Входной повторитель необходим для получения требуемого входного сопротивления.

    Схема определения знака составлена на компараторе, который переключается при переходе входного сигнала через ноль.

    Практически обязательным элементом проектируемого устройства является входной ФНЧ. Его задача – сформировать полосу пропускания проектируемого устройства по частоте от 0 до некоторого значения f верх.

    Выходные сигналы датчиков могут изменяться обычно в достаточно широких пределах. По этой причине в измерительных устройствах используют масштабные усилители, которые управляются схемами автоматического выбора пределов измерения (САВПИ). Схема автоматического выбора пределов измерения автоматически изменяет коэффициент передачи, т.е. приводит значение входного сигнала к основному пределу измерения.

    Устройство выборки хранения выдает постоянное напряжение на входе устройства в течение всего времени преобразования.

    2. Расчет общих параметров системы

    2.1. Расчет верхней частоты входного сигнала.

    На Рисунке 2.1.1. представлены составляющие спектра входного сигнала и его огибающая.



    Рисунок 2.1.1. Спектр входного сигнала.
    Расчёт верхней частоты эффективного спектра сигнала проводится с учётом того, что для исключения потери информации о сигнале необходимо, чтобы проектируемое устройство обеспечивало передачу не менее 95% спектральной мощности входного сигнала. Оценить эту мощность можно суммируя площади графическим способом.

    SƩ=S1+S2+S3=104 ед2 (2.1.1.1)

    S1=69.

    S2= 17 ед2.

    S3= 18 ед2.

    Огибающая спектра сигнала, подаваемого непосредственно на устройство, формируется фильтром низких частот (ФНЧ). Следовательно, ФНЧ должен иметь характеристики, чтобы спектральная мощность сигнала на его выходе была равна 0,95 спектральной мощности входного сигнала. Для нахождения параметров фильтра строим его АЧХ по формуле (2.1.1.1). Оценивая спектральную мощность выходного сигнала фильтра, подбираем его параметры (частоту среза и порядок).

    Выбираем фильтр структуры Баттерворта, так как он не имеет пульсаций ни в области пропускания, ни в области заграждения. Его АЧХ описывается функцией (2.1.1.2).

    (2.1.1.2)

    где – относительная частота

    – частота среза АЧХ фильтра

    n – порядок фильтра

    K – коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания.

    На Рисунке – 3.2.2. показан спектр входного сигнала и АЧХ фильтра Баттерворта с подобранными характеристиками:

    fср=97 кГц

    fв=97 кГц (рассчитана по уровню 0,3 от входного сигнала)

    Фильтр с такими параметрами передает 95 % энергетического спектра входного сигнала.
    2.2 Расчёт частоты дискретизации

    Найдем значение частоты дискретизации по теореме академика Котельникова В.А.:

    fд.к.≥2Кзfв, (2.2.1)

    Коэффициент запаса Кз целесообразно назначить Кз ≈1,6÷1,8

    т.к. площадь S3 практически не влияет на общую информационную значимость спектра.

    fв – верхняя частота сигнала.

    Подставляя в формулу (2.2.1) значения, полученные ранее определили fд.к.=329,8кГц. Так как в дальнейшем предполагается выпрямление входного сигнала, то его частота удваивается, а следовательно, и частота дискретизации должна быть увеличена в 2 раза. Получим fд.к.=659,6кГц.

    Найдем значение частоты дискретизации по теореме Бернштейна С.Н.:

    (2.2.2)

    где fв=97кГц,

    Umax = 3 В - номинальное напряжение основного предела измерения,

    Δа- погрешность аппроксимации при восстановлении сигнала по его дискретным значениям.

    Погрешность аппроксимации находим из следующей формулы:

    (2.2.3)

    где с, d –безразмерные коэффициенты, выраженные в процентах и выбираемые из ряда [14];

    Xmax- напряжение основного предела измерения.

    После подстановки значений в формулу (2.2.2) получим fд.Б=1,668МГц.

    Найдем соотношение частот дискретизации по Бернштейну С.Н. и по Котельникову В.А.:

    5,058

    Так как fд.к.д.Б., то можно сделать вывод, что расчеты верны.
    2.3. Определение требуемой разрядности
    Требуемую разрядность АЦП определим исходя из соображений обеспечения необходимого класса точности. Так как класс точности задан в виде c/d (0,05 / 0,02), то есть заданы максимально допустимые значения аддитивной и мультипликативной составляющих основной погрешности, то основная относительная погрешность устройства, выраженная в процентах от значения измеряемого напряжения не должна превышать

    (2.3.1)

    где Хmax – напряжение, соответствующее концу шкалы на основном диапазоне измерения;

    x –значение измеряемой величины.

    Значит, требуется обеспечить минимальную погрешность (в конце шкалы преобразования) не более 0,05 %. Отсюда шаг квантования:

    (2.3.2)

    h0,0015В при Umax=3 В.

    Найдем разрядность

    (2.3.3)

    Отсюда mдв=log2(2001)=10,96711.

    Зададимся значением разрядности проектируемого устройства:

    m=11.

    3. РАСЧЕТ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ УЗЛОВ

    3.1. Входной повторитель

    Входной повторитель необходим для обеспечения заданного входного сопротивления схемы.



    Рисунок 3.1.1. Входной повторитель.
    Выбираем инвертирующую схему включения входного повторителя с единичным коэффициентом усиления (Рисунок 3.1.1). В качестве DA1 применяем ОУ К140УД26А (широкополосный прецизионный операционный усилитель со сверхнизким значением входного напряжения шума, высоким коэффициентом усиления напряжения). Его параметры приведены в приложении А.

    По данной схеме включения входное сопротивление задается сопротивлением R1.

    По техническому заданию Rвх равен 1 МОм, следовательно, R1 равен R2 и равен 1 МОм. Так как коэффициент усиления определяется

    (3.1.1.1)

    Выбираем резисторы R1 и R2 типа C2-29B-0.125-1МОм ± 0,5% (из ряда Е192).

    Резистор R3 необходим для уменьшения изменений выходного напряжения, вызванных временными и температурными колебаниями входных токов. Его значение выбирают таким, чтобы эквивалентные сопротивления, подключённые к входам ОУ, были одинаковы. Сопротивления этого резистора рассчитывают по формуле:

    (3.1.1.2)

    Отсюда резистор R3 равен 0,5 МОм. Выбираем его типа МЛТ – 0,125 - 505кОм ± 5% (из ряда Е24).

    3.2. Входной коммутатор аналоговых сигналов.

    Входной коммутатор аналоговых сигналов построен на микросхеме К561КП1. Его схема представлена на рисунке 3.2.1. У микросхемы К561КП1 восемь каналов организованы как четырехканальный дифференциальный коммутатор. Параметры К561КП1 приведены в приложении Б.



    Рисунок 3.2.1. Мультиплексор К561КП1.
    3.3. Расчет фильтра низких частот

    В измерительной технике обычно используются фильтры четных порядков, именно они наиболее удобным образом реализуются на основе ОУ.

    Для построения фильтра следует определить его порядок, который определяется по наклону АЧХ фильтра, рисунок 3.3.1. В нашем случае этот наклон составляет минус 80дБ/дек. Следовательно, следует брать фильтр четвертого порядка.

    Рисунок 3.3.1. Спектр входного сигнала и АЧХ фильтра.
    Выбираем фильтр Баттерворта (структура Рауха). Он построен на основе инвертирующего усилителя, рисунок 3.3.2.



    Рисунок 3.3.2. Фильтр НЧ Баттерворта (структура Рауха)

    Для фильтра Баттерворта 4-го порядка коэффициенты b и c приведены в таблице 3.1.

    Порядок фильтра
    4

    Номер звена
    1
    2

    Фильтр

    Баттерворта
    b

    c
    1,8478

    1,0000
    0,7656

    1,0000
    Таблица 3.1. Коэффициенты b и с для фильтра Баттерворта.
    На рисунке 3.2.3. приведена схема фильтра Баттерворта 4-го порядка структуры Рауха. В литературе рекомендуется следующий порядок расчета ФНЧ. Начальные параметры для расчета fср равна 97 кГц, коэффициент усиления в полосе пропускания А равен 1 для обеих каскадов.

    Номиналы элементов вычисляют по формулам (3.3.1.1) – (3.3.1.3).

    Параметры b и с берутся из табл. 3.1.

    Общее выражение передаточной функции для ФНЧ четвертого порядка [4]:

    (3.3.1.1)

    Передаточная функция первого звена имеет вид: (3.3.1.2)

    Передаточная функция второго звена имеет вид:

    (3.3.1.3)

    где ωс - круговая частота среза фильтра, ωс=2πf с.

    Расчет номиналов элементов:

    Прировняв коэффициенты выражений (3.3.1.2) и (3.3.1.3) коэффициентам выражения (3.3.1.1) получим:

    (3.3.1.4)

    (3.3.1.5)

    Для расчёта схемы лучше задаться емкостями конденсаторов, при этом для того, чтобы значение R14 было действительным, должны выполняться условия:

    (3.3.1.6)

    (3.3.1.7)

    Исходя из этих условий выбирается С1=С3=1 нФ, С2=10 нФ, С4=33 нФ.

    Рассчитаем значения сопротивлений для первого каскада:
    (3.3.1.8)

    (3.3.1.9)

    (3.3.1.10) (3.3.1.11)

    (3.3.1.12) (3.3.1.13)

    Расчетные значения номиналов конденсаторов и резисторов

    С1 = С3=1 нФ,

    С2 = 10 нФ,

    С4 = 33 нФ,

    R13 = 33,2 кОм,

    R14 = 99,6 кОм,

    R15 = 1,58 кОм,

    R16 = 3,09 кОм,

    R17 = 10,3 кОм,

    R18 = 4,64 кОм.

    Выбираем прецизионные конденсаторы:

    С1: К10-43а–50В–МП0–1 нФ ± 1% (из ряда Е192) [6];

    С2: К10-43а–50В–МП0–10 нФ ± 1% (из ряда Е192) [6]; С3: К10-43а–50В–МП0–1 нФ ± 1% (из ряда Е192) [6];

    С4: К10-43а–50В–МП0–32,8 нФ ± 1% (из ряда Е192) [6].

    Выбираем прецизионные резисторы:

    R13: С2-29B - 0,25 – 33,2 кОм ±0,05 % (из ряда Е192) [5];

    R14: С2-29B - 0,25 – 100 кОм ±0,05 % (из ряда Е192)) [5];

    R15: С2-29B - 0,25 – 1,58 кОм ±0,05 % (из ряда Е192) [5];

    R16: С2-29B - 0,25 – 3,09 кОм ±0,05 % (из ряда Е192) [5];

    R17: С2-29B - 0,25 – 10,2 кОм ±0,05 % (из ряда Е192) [5];

    R18: С2-29B - 0,25 – 4,64 кОм ±0,05 % (из ряда Е192) [5].
    3.4. Преобразователь амплитудных значений

    Сигнал с выхода ФНЧ двухполярный, для его выпрямления используется диодный мост, поэтому на ПАЗ поступает однополярный сигнал. Преобразователь амплитудных значений представляет собой пиковый детектор, необходимый для организации работы схемы автоматического выбора пределов измерений (Рисунок 3.4).



    Рисунок 3.4. Пиковый детектор.

    Схема работает с положительным входным напряжением. При нарастании входного напряжения диод VD1 открывается, подключая конденсатор C9 к выходу ОУ. При дальнейшем увеличении входного сигнала напряжение на конденсаторе (на выходе схемы) равно входному напряжению, т.к. коэффициент усиления ОУ равен 1. При уменьшении входного напряжения (меньше напряжения на конденсаторе), диод VD1 закрывается, а на выходе схемы поддерживается напряжение, до которого зарядился конденсатор (экстремум входного напряжения). Скорость разряда конденсатора определяется постоянной времени:

    (3.4.1)

    Величину емкости C9 выбираем исходя из того, что постоянная времени ПАЗ должна быть примерно в 2-3 раза меньше, чем период дискретизации АЦП, равный 505 нс. Тогда если принять R37 равным 6,73 кОм, то:

    (3.4.2)

    Резистор R36 необходим для защиты операционного усилителя от перегрузки и порядок его выбора описывается в техническом описании операционного усилителя.

    Номиналы компонентов выбираются из справочника [5] и [6].

    R36: С2-29B - 0,25 – 2 кОм ±0,05 % (из ряда Е192);

    R37: С2-29B - 0,25 – 6,73 кОм ±0,05 % (из ряда Е192);

    C9: К10-43а–50В–МП0–75пФ ± 1% (из ряда Е192)

    В качестве DA5 используется ОУ К140УД26А (Приложение Б). В качестве VD1-VD2, используются быстродействующие диоды КД522А (Приложение В), имеющие малые ёмкости p-n переходов и малое время восстановления обратного сопротивления.
    3.5. Источник опорного напряжения

    Источник опорного напряжения представляет собой интегральный стабилизатор напряжения DA17 AD581 (Приложение Г) и прецизионный резистивный делитель (R33, R34 и R35) (Рисунок 3.5). В данной схеме Uвых = 10 В. На выходе резистивного делителя присутствуют напряжения

    3В и 1В.



    Рисунок 3.5. Источник опорного напряжения.
    В качестве ИОН используется микросхема AD581, которая выдает на выход 10В.

    Преимущества AD581:

    Высокая точность, достигаемая путем калибровки при помощи лазера 10,000В 5mВ

    Малый ток покоя 3mА

    Диапазон температур -550С ... +1250С

    Номинал конденсатора С8 выбирается по рекомендации производителя равными 0,1 мкФ.

    Выходное напряжение схемы +10 В. Для формирования выходных напряжений 1 и 3 используется резистивный делитель на прецизионных резисторах R33, R34, R35.

    Номиналы резисторов R33, R34 и R35 найдем из соотношений:

    (3.5.1.)

    (3.5.2.)

    Пусть R35 = 1 кОм, тогда R33 = 6,7 кОм, R34=2,4 кОм

    Номиналы компонентов выбираются из справочника [5] и [6].

    R33: С2-29В–0,25–6,73 кОм ± 0,05% (ряд E192),

    R34: С2-29В–0,25–2,4 кОм ± 0,05% (ряд E192),

    R35: С2-29В–0,25–1 кОм ± 0,05% (ряд E192),

    С8: К10-43а–50В–МП0–0,1 мкФ ± 5% (ряд E24).
    3.6. Схема автоматического выбора пределов измерения

    Схема автоматического выбора пределов измерений предназначена для приведения значения входного измеряемого сигнала к основному пределу измерения.

    Схема состоит из устройства определения предела измерений, построенной на сторожевых компараторах, и масштабирующего усилителя с переменным коэффициентом усиления, управляемым устройством определения предела измерений Схема автоматического выбора пределов измерения представлена на рисунке 3.6.


    Рисунок 3.6. Схема автоматического выбора пределов измерения

    На неинвертирующий вход сторожевых компараторов подаётся выходной сигнал преобразователя амплитудных значений. На инвертирующие входы – пределы измерений 1 В и 3 В.

    Если Uвх<1В , то на выходах DA8 и DA9 логический ноль и оба ключа DA10 разомкнуты, коэффициент усиления масштабирующего усилителя должен быть равен:



    Номиналы резисторов возьмем: R19=3,09 кОм (ряд Е96).

    R22+R23*= 30,9кОм.

    Если 1В


    R21 = 4,56 кОм.

    Если же Uвх>3В , то на выходе обоих компараторов логические единицы, ключи DA9 замкнуты, коэффициент передачи равен:



    R20 = 11, 8 кОм.

    В качестве масштабирующего усилителя DA11 используем микросхему К140УД26А (см. приложение А), в качестве компараторов DA8, DA9 используем микросхему К597СА2(см. приложение Д), в качестве аналогового ключа DA10 микросхему КР590КН13(см. приложение Е). Выберем резисторы следующих типов и номиналов:

    R19: C2-29В-0,125Вт-3,09 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R20: C2-29В-0,125Вт-10 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R21: C2-29В-0,125Вт-8,16 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R22: C2-29В-0,125Вт -16,9 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R23*: CП5-16ВА-0,125Вт-14 кОм±1% (ряд Е96) [5];
    3.7. Схема определения знака

    Для определения знака входного сигнала необходимо предусмотреть схему определения знака, которая подключается после ФНЧ (рисунок 3.7).



    Рисунок 3.7. Схема определения знака.
    В качестве такой схемы выберем быстродействующий компаратор DA7 AD790A(Приложение Ё), предназначенный для управления ТТЛ-схемами.

    Компаратор включен так, что переключается при переходе через нуль (подача ‘земли’ на инвертирующий вход). Так как входной сигнал инвертируется повторителем, то на выход компаратора DA7 необходимо поставить инвертор DD1.1.


    3.8. Схема выделения абсолютного значения сигнала

    ПСЗ дает на выходе напряжение, постоянная составляющая которого пропорциональна среднему значению выпрямленного входного напряжения.

    В данной работе для хранения значения напряжения и последующего его преобразования в код необходимо преобразовать его из переменного в постоянное.

    На рисунке 3.8. приведена схема двухполупериодного преобразователя средневыпрямленных значений с заземленной нагрузкой, который при любом знаке входного сигнала имеет близкое к нулю выходное сопротивление.


    Рисунок 3.8. Схема выделения абсолютного значения сигнала.
    При UВХ< 0 выходное напряжение на ОУ DA13:

    (3.8.1)

    При Uвх больше 0:

    (3.8.2)

    При выполнения условия

    (3.8.3)

    коэффициенты преобразований полуволн напряжений равны и имеют разные знаки. В результате выходное напряжение Uвых будет однополярным и пропорциональным средневыпрямленному значению напряжения.

    Расчет ПСЗ производится в следующей последовательности.

    Сопротивление R27 принимают в пределах 10-20кОм, чтобы оно не влияло на работу предыдущего усилителя. Пусть R28 = 10 кОм.

    При KU = 1:



    (3.8.4)

    В качестве VD3, VD4 используются импульсные ВЧ диоды типа КД522А, у которых прямое сопротивление в открытом состоянии приблизительно равно 1 Ом. Сопротивление R27 должно быть в 100-200 раз больше прямого сопротивления диодов VD3, VD4. Возьмем R27 = 220 Ом.

    Коэффициент усиления ОУ DA12 для положительной полуволны входного сигнала должен быть 1, для чего необходимо выполнение условия R24 = R27 = 220 Ом.

    (3.8.5)



    В качестве ОУ DA12 и DA13 используем микросхему К140УД26А (Приложение А) .

    Выберем резисторы следующих типов и номиналов:

    R24, R27: C2-29В-0,125Вт-220 Ом±1% (ряд Е96) [5];

    R25: C2-33H-0,25Вт-110 Ом±1% (ряд Е96) [5];

    R32*: CП5-16ВА-0,25Вт-10 кОм±5% (ряд Е6) [5];

    R26, R28: C2-29В-0,125Вт-10 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R29: C2-33H-0,25Вт-3,32 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R30: C2-29В-0,125Вт-2,32 кОм±1% (ряд Е96) [5];

    R31*: CП5-2ВА-0,5Вт-7,68 кОм±5% (ряд Е6) [5].
    3.9. Устройство выборки-хранения

    При обработке аналоговых сигналов, изменяющихся с частотой, соизмеримой или большей, чем скорость работы АЦП, из аналогового сигнала приходится делать выборки. Для этого некоторое значение сигнала в определенный моменты запоминается на время, необходимое для того, чтобы АЦП преобразовал его в двоичный код. Эту функцию выполняет устройство выборки-хранения аналогового сигнала – аналоговое ЗУ.

    Установка устройства выборки и хранения на вход АЦП будет сохранять отсчет постоянным в течение всего времени преобразования и поможет избежать апертурной погрешности.

    Для того чтобы в каждый момент времени на выходе УВХ было запомненное напряжение, в проекте используем два УВХ, включенных параллельно, со срабатыванием по логической единице и логическому нулю по следующей схеме:



    Рисунок 3.9. Устройство выборки и хранения.
    В качестве УВХ используем 2 интегральные микросхемы DA14, DA15 К1100СК2 (Приложение З), включенные по типовой схеме.

    Для разделения выходов микросхем используется аналоговый ключ DA16 –КР590КН13 (Приложение Е).

    Когда на вход UIN DA14 поступает сигнал высокого уровня, то DA14 находится в режиме выборки, на входе IN1 DA16 низкий уровень и второй ключ разомкнут. В это время на входе UIN DA15 низкий уровень и микросхема находится в режиме хранения, на входе IN2 высокий уровень сигнала и третий ключ DA16 замкнут.

    (3.9.1)

    Время преобразования 11 разрядного АЦП рассчитывается исходя из того, что каждый разряд устанавливается за два такта и, плюс к этому, время, необходимое для старта и сигнала завершения преобразования .

    (3.9.2)

    При частоте дискретизации fдискр=659,6 кГц, интервал дискретизации

    (3.9.3)

    то время выборки определяется:

    (3.9.4)

    На выходе ключа DA 16 RC-цепочка для сглаживания выходного сигнала.

    Постоянная времени RC – цепочки равна:



    Номинал резистора R42 =10 кОм, тогда С7 =1,69 мкФ.

    С5, С6 = 1000пФ – пленочные пропиленовый конденсатор с коэффициентом адсорбции 0,001%.

    Из справочника [5] и [6]:

    С5, С6: К78-5 – 2кВ - 1000пФ ± 0,05 % (из ряда Е192)

    С7: К10-43а–50В–МП0–1,69 мкФ ± 1% (из ряда Е24)

    R38, R40: С2-29В - 0,25 – 24 кОм ± 0,05% (из ряда Е192)

    R39*, R41*: СПЗ - 39В - 0,5 -1кОм ±10% (из ряда Е6)
    3.10. Аналого-цифровой преобразователь

    Аналого-цифровое преобразование производится по методу последовательных приближений. Схема АЦП реализуется на РПП (регистр последовательных приближений), ЦАП и компараторе и позволяет получить высокоточный аналого-цифровой преобразователь среднего быстродействия.

    В качестве регистра последовательных приближений DD4 выбираем К155ИР17 (аналог АМ2504). Его параметры приведены в приложении Ж. В качестве ЦАП DA19, используется 1108ПА1А (отечественный аналог импортной микросхемы HI562А-2), представляющий из себя быстрый двенадцатиразрядный ЦАП. Его параметры приведены в приложении З.



    Рисунок 3.10. Аналого-цифровой преобразователь.
    В качестве компаратора DA21 выбираем микросхему КМ597СА2.(Приложение Д) Его быстродействие составляет 12 нс.

    Выходной ток ЦАП поступает на преобразователь ток – напряжение DA20 – ОУ К140УД26А (Приложение А). На неинвертирующий вход компаратора DA21 подаётся измеряемый сигнал, а на инвертирующий – компенсирующий сигнал. На вход C РПП подаётся тактовая частота с генератора. Так как разрабатываемый АЦП 11 разрядный, то младший разряд Q0 РПП не задействован, а на вход D0 ЦАП подано напряжение низкого уровня.

    На выходе ЦАП стоит преобразователь ток-напряжение. Максимальный выходной ток на выходе ЦАП, соответствующий максимальному входному коду (на входах D0…D10 напряжение высокого уровня) равен 20 мА. А максимальное напряжение входного измеряемого сигнала 3 В.

    С11-предназначен для частотной коррекции ЦАП. Конденсатор С11 типа К10-17-1а - 50В - 100пФ ± 10 %,

    После подачи на вход S̅ отрицательного старт-импульса длительностью не менее 2 тактов тактовой частоты, по фронту старт-импульса начинается преобразование. На выходе РПП (на входе ЦАП) старший разряд Q11 устанавливается низкого уровня, младшие – высокого. Этот код соответствует половине шкалы преобразования ЦАП. Полученный сигнал на выходе ЦАП сравнивается с измеряемым сигналом. Результат в виде логического уровня на выходе сравнивающего устройства записывается в разряд Q11 РПП и не меняется в течение всего цикла преобразования. С приходом следующего импульса на вход C РПП, разряд Q11 на выходе РПП устанавливается низкого уровня, младшие – высокого и вновь происходит сравнение. Цикл повторяется заново, до тех пор, пока РПП не закончит преобразование (окончание преобразования – запись результата сравнения после установления на выходе Q1 РПП низкого логического уровня).

    По окончании преобразования на выходе ̅Q̅cc РПП появится напряжение низкого уровня, длительностью не менее 2 тактов тактовой частоты на входе C. По сигналу ̅Q̅cc происходит запись полученного кода (выходы Q1…Q11 РПП) в выходные регистры. Запись кода в регистры происходит по фронту входного сигнала С, поэтому сигнал ̅Q̅cc инвертируется при помощи логического элемента DD1.5.

    Зная частоту дискретизации, рассчитываем частоту тактовых сигналов подаваемых на тактовые входа РПП и ЦАП.

    Время преобразования АЦП, у которого используется 12 разрядов, рассчитывается исходя из того, что каждый разряд устанавливается за два такта и, плюс к этому, время, необходимое для старта и сигнала завершения преобразования .

    (3.10.1)

    где – время преобразования, – период тактовой частоты, fД - частота дискретизации.

    (3.10.2.)

    (3.10.3)

    Время установления напряжения на выходе ОУ можно определить, поделив выходное напряжение 3В на скорость его нарастания (для К140УД26А она составляет 350В/мкс), следовательно, 3/350·10-6=8,57 нс.

    Таким образом, общее время составляет:



    Общее время преобразования АЦП составляет 78,57 нс, что не превышает времени частоты дискретизации 1516 нс (1/fДИСКР.).
    3.11. Устройство синхронизации

    Устройство синхронизации служит для синхронизации схемы и вырабатывания управляющих сигналов для РПП, ЦАП, УВХ и для регистра – хранения данных. Схема может работать как от внутреннего генератора тактовой частоты, так и от внешнего (переключатель SW2).

    Частота работы АЦП равна 28 МГц, полный цикл преобразования составляет 26 тактов.

    Выбираем генератор тактовой частоты DA22 на 50 МГц ГК154-П-5В (Приложение Л).

    Далее частота с генератора подается на вход С JK-триггера (счетный триггер) DD3 К155ТВ15 (Приложение К) делится пополам, тем самым получаем частоту необходимую для тактирования РПП. Деление на 2 производим для уменьшения влияния переходных процессов и увеличения крутизны фронтов. На микросхеме К155ИЕ8 (DD2, счетчик-делитель с программируемым коэффициентом деления, Приложение И) выполнен делитель на 64 с целью создания частоты стробирования УВХ fстроб=329,8 кГц (fдискр/2).

    Стробирование УВХ по сигналу на выходе QCC РПП. По окончании преобразования РПП на выходе QCC сигнал низкого уровня. Запись в выходные регистры происходит по фронту, поэтому необходимо установить инвертор.

    Режим преобразования входной аналоговой величины в цифровой двоичный код циклический.



    Рисунок 3.11. Схема синхронизации.

    Пуск цикла преобразования АЦП производится циклическим режимом. Происходит установка триггера DD2.1 (микросхема К555ТР2 Приложение Л) в единицу, тем самым разрешаем прохождение входных импульсов на выход DD1.4. Сброс триггера происходит при переключении ключа SW1 на R-вход триггера. Схему триггера можно использовать для подавления дребезга контактов. Резистор R43 подключен ко входу триггера К для защиты от перенапряжения.

    При включении питания на выводах счетчика могут присутствовать случайные значения, следовательно, эти счетчики необходимо сбросить. Сброс счетчиков формируется RC-цепочкой С10, R46.

    Выберем резисторы, конденсаторы следующих типов и номиналов:

    С10: К10-43-50В-100пФ±1% (ряд Е96) [6]

    R43: С2-9В-0,125Вт-1кОм±1% (ряд Е96) [5]

    R44, R45: С2-9В-0,125Вт-10кОм±1% (ряд Е96) [5]

    R46: С2-19В-0,125Вт-1кОм±1% (ряд Е96) [5]
    3.12 Блок выходных регистров

    Код преобразования АЦП необходимо выдавать на выход лишь после того, как РПП закончит свой цикл преобразования. Код, полученный в результате предыдущего цикла необходимо держать на выходе в течение всего следующего цикла преобразования. Данную функцию выполняют выходные регистры DD5, DD6.

    По завершению цикла преобразования РПП, на его выходе QCC выставляется сигнал низкого уровня. Так как запись в регистры производится по положительному перепаду сигнала на входе С, то сигнал с выхода QCC РПП необходимо инвертировать – устанавливаем инвертор DD1.5.

    В качестве выходных регистров выбираем микросхему КР1533ИР23 (Приложение М).



    Рисунок 3.12.1 Схема включения блоков выходных регистров

    4. Расчет погрешностей

    Погрешности в зависимости от возникновения разделяются на:

    Методическая – происходят от несовершенства метода измерений.

    Инструментальные - происходят от несовершенства средств измерений.

    Погрешности средства измерения зависят от внешних условий (влияющих величин), поэтому их принято делить на основную и дополнительную. Основной погрешностью средства измерения называют погрешность в условиях, принятых за нормальные для данного средства. Дополнительные погрешности средства измерений возникают при отклонении влияющих величин от нормальных значений.

    По зависимости от измеряемой величины погрешности средства измерений разделяют на аддитивные и мультипликативные.

    Аддитивные (абсолютные) погрешности не зависят от измеряемой величины. Мультипликативные (абсолютные) погрешности измеряются пропорционально измеряемой величине.

    Относительная основная погрешность:

    (4.1)

    Рассчитаем погрешности каждого звена схемы в отдельности.
    4.1. Погрешность повторителя складывается из:

    а) напряжения смещения:

    uсм = *100% = % (4.2)

    б) погрешность коэффициента усиления

    (4.3)

    ΔК = 1-0,999999=0,000001

    ΔК =ΔК/К*100% = 0,0001%.
    4.2. Погрешность ФНЧ.

    ФНЧ 2-го порядка построен на основе инвертирующего усилителя.

    Погрешности ФНЧ :

    а) погрешность от разности входных токов iвх :

    (4.4)
    б) частотная погрешность коэффициента усиления:

    не учитывается, т.к. рабочая частота невысокая (не выше 220 кГц, меньше частоты единичного усиления f1, равной 20 МГц).

    В) напряжения смещения:

    uсм = *100% = % (4.5)

    г) погрешность коэффициента усиления:

    (4.6)

    ΔК = 1-0,999999=0,000001

    ΔК =ΔК/К*100% = 0,0001%. (4.7)


    4.3. Погрешность масштабирующего усилителя.

    а) погрешность коэффициента усиления ОУ DA16 обусловлена допусками резисторов R31..R36. Тогда погрешностью коэффициента усиления можно пренебречь.

    б) погрешность от разности входных токов iвх :

    (4.8)

    в) частотная погрешность коэффициента усиления:

    не учитывается, т.к. рабочая частота невысокая (не выше 220кГц, меньше частоты единичного усиления f1, равной 20 МГц).

    г) напряжения смещения ОУ:

    uсм = *100% = %, (4.9)

    д) погрешность коэффициента усиления [1]: (4.10)

    ΔК = 1-99,99=0,01,

    ΔК =ΔК/К*100% = 0,01% . (4.11)
    4.4. Погрешность ПСЗ:

    а) погрешность от разности входных токов iвх :

    (4.12)

    (4.13)

    б) частотная погрешность коэффициента усиления не учитывается, т.к. рабочая частота невысокая (не выше 220 кГц, меньше частоты единичного усиления f1, равной 20 МГц).

    в) напряжения смещения:

    uсм = *100% = % (4.14)
    4.5. Погрешность устройства выборки-хранения.

    а) погрешность недозаряда зар не учитывается, т.к. при выборе данного УВХ она составляет ­1% , что входит в допустимый диапазон не более 2%.

    б) погрешность разряда накопительного конденсатора:

    разр = Vразр*tхр/Uвх.мах *100% = 5В/сек*1111нс/1 В *100% = 0,0002775 % (4.15)

    в) напряжения смещения:

    uсм = Uсм/Uвх.мах*100% = 0.2мВ/3 В*100% = 0,06%. (4.16)
    4.6. Погрешность источника опорных напряжений.

    Отклонение Uоп приводит к изменению hкв.

    Для микросхемы AD790A Uоп=10 В 2мВ. Аддитивная погрешность ИОНа равна:

    ион= 2мВ/1 В*100% = 0.02 % (4.17)

    4.7. Погрешность ЦАП.

    а) погрешность квантования Δкв = hкв = 0,001 В,

    кв = *100% = (4.18)

    б) L = LD = ¼ МЗР = 0,012%.

    в) апертурная погрешность устраняется использованием УВХ.

    4.8. Погрешность компаратора.

    Порог нечувствительности компаратора 0,1мВ. Погрешность нечувствительности:

    uнечувств = *100% = % (4.19)

    В результате анализа погрешностей выясняется, что достаточно ограничиться учётом погрешностей ЦАП, масштабирующего усилителя, УВХ и погрешностью компаратора, так как остальные погрешности либо устраняются регулировкой, либо пренебрежимо малы.

    Для нахождения основной суммарной погрешности системы сбора и оцифровки суммируем независимые составляющие, поскольку они являются систематическими.

    (4.20)

    (4.21)



    (4.22)

    С=0,0437+0,0002775≈0,044 (%)

    (4.23)

    (%)

    В результате анализа погрешностей разработанной системы сбора и оцифровки мы выяснили, что он соответствует классу точности c/d 0,05/0,02, указанному в техническом задании.

    Заключение.
    В данной курсовой работе разработана система сбора и оцифровки со следующими техническими характеристиками:
    -.входное сопротивление 1 МОм;

    - пределы измерения напряжения 1 В, 3 В, 10 В;

    - частота дискретизации 659,6 кГц;

    -.класс точности 0,05/0,02;

    -.число каналов 4;

    -.разрядность 11.
    Разработанная система сбора и оцифровки имеет возможность работать как от внутреннего генератора, так и от внешнего.

    Режим преобразования -циклический.

    Предустановка системы сбора и оцифровки в исходное состояние происходит автоматически.

    Выбор номера датчика производится циклическим перебором.

    Список использованной литературы.

    1. Аналого-цифровое преобразование/Пер. с англ.; Под ред. У.Кестера.-М.:Техносфера,2007.-1015 с.: ил.

    2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника: Учебное издание. -М.: Высшая школа, 1991. –621с.: ил.

    3. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. -2-е изд., перераб. и доп.- Л.: Энергоатомиздат. Ленингр.отд-ние, 1988.-304 с.:ил.

    4. Джонсон Д., Джонсон Дж., Мур Г. Справочник по активным фильтрам/ Пер. с англ.; Под ред. И. Н. Теплюка. – М.: Энергоатомиздат, 1983. – 128 с.: ил.

    5. Гендин Г.С. Все о резисторах: Справочник. – М.:Горячаялини-Телеком,1999. ППЗУ-192.: ил. – (Массовая радиобиблиотека; 1239).

    6. Справочник по электрическим конденсато¬рам / М. Н. Дьяконов, В. И. Карабанов, В. И. Присняков и др.; Под общ. ред. И. И. Четверткова и В. Ф. Смирнова. — М.: Радио и связь, 1983. — 576 е.; ил.

    7. Иванов М.П., Цифровые измерительные устройства: учеб.пособие/ Уфимск.гос.авиац.техн.ун-т. – Уфа: УГАТУ,2014. – 207с.

    8. Шляндин В.М. Цифровые измерительные устройства. – 2-е изд., перераб. И доп. – М.: Высш. Шк., 1981. – 335 с.: ил.

    9. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. 2-е изд., испр.-Челябинск: Металлургия, Челябинское отд., 1989.- 352 с.:-(Массовая радиобиблиотека. Вып.1111).

    10. http://www.gaw.ru/

    11. http://www.elmicom.ru/

    написать администратору сайта