Автоматика. Учебное пособие Ульяновск 2009
 Скачать 1.4 Mb.
|
|
3.5. Схемы управления транзисторными ключами (СУТК) СУТК являются необходимым функциональным элементом электронного преобразователя для привода, поэтому ее выбор является важным этапом разработки [14]. Потенциал затвора силовых транзисторных ключей верхней группы в промышленном и бытовом приводе определяется величиной Ud и намного превышает потенциалы сигналов управления, поэтому в СУТК должна осуществляться либо гальваническая развязка входных и выходных цепей, либо должен обеспечиваться плавающий выходной потенциал (высоковольтный сдвиг уровня) выходного сигнала. В настоящее время существуют микросхемы, которые предназначены для управления верхними нижним силовыми транзисторами полумостовой схемы. На рис. 3.12 показана типовая схема включения СУТК и отмечены ее характерные особенности. 87 Рис. 3.12. Типовая схема включения СУТК В микросхеме СУТК (драйвере) предусмотрены три цепи для управления процессом включения/выключения силовых транзисторов. Включение силового транзистора осуществляется по выходам х (рис. 3.13) в два этапа. На первом этапе, длительностью 200 нс, перезаряд входной емкости затвора силового транзистора осуществляется через два внутренних параллельно включенных резистора сопротивлением 15 Ом и внешний резистор RGon . На втором этапе отключается один из параллельно включенных внутренних резисторов и выходной ток уменьшается. Таким образом осуществляется форсирование процесса включения силового транзистора. Выключение силового транзистора при отсутствии перегрузки осуществляется путем замыкания цепи «затвор-исток» через внутренний резистор 5 Ом и внешний резистор RGoff . Максимальная величина запирающего тока – 3 А. Формирование мягкого выключения при перегрузках осуществляется посредством дополнительных выходов х (рис. 3.13). При обнаружении перегрузки потоку форсированное выключение силового транзистора по цепи х может привести к выходу траектории переключения за пределы области безопасной работы рабочей точки. Для исключения этого в драйвере осуществляется мягкое выключение силового транзистора путем 88 замыкания цепи «затвор-исток» через внутренний резистор 100 Ом и внешний резистор RGoff (рис. 3.13). Защита от перегрузки потоку осуществляется путем слежения за напряжением на открытом транзисторе по выходам х через разделительный диод (рис. 3.13). Указанный способ защиты хорошо известен еще со схем управления биполярными транзисторами и заключается в формировании запирающего сигнала при выходе транзистора из насыщения (desaturation). В драйвере срабатывание защиты происходит при напряжении 8 CE V В, что позволяет с достаточной степенью надежности для высоковольтных IGBT выявлять перегрузку потоку, вызванную коротким замыканием нагрузки, межфазным замыканием в двигателе, замыканием фазы на землю и т. д. Для предотвращения ложных срабатываний защиты при включении транзистора предусмотрена ее блокировка на время 3 мкс, достаточное для большинства современных IGBT для достижения насыщения после включения. Рис. 3.13. Цепи включения и выключения силового транзистора Согласование работы нескольких микросхем. Для повышения надежности электронных преобразователей для электропривода СУТК формируют сигналы ошибка, которые могут не только передаваться в информационно-управляющую подсистему, но и управлять работой соседних СУТК. Например, если одним из драйверов обнаружена токовая перегрузка водном из силовых транзисторов, этот драйвер выключит перегруженный ключ 89 в режиме мягкого выключения, по сигналу выхода «SY FLT» будет сформирован запрет на включение всех ранее закрытых транзисторов, а по сигналу выхода «Fault» будут выключены в обычном режиме все ранее включенные транзисторы. 3.6. Схемы взаимного преобразования двухфазных и трехфазных сигналов переменного тока на ОУ В частотно-регулируемых электроприводах с векторным управлением используется преобразование сигналов переменного тока трехфазных в двухфазные и обратно. Для системы векторного управления необходим начальный пересчет сигналов трехфазной системы в сигналы двухфазной, а для реализации управляющих воздействий привода через трехфазный преобразователь частоты необходимо сигнал управления двухфазной системы пересчитать в сигнал управления преобразователя частоты трехфазной системы [15]. В основу преобразования сигналов 3→2 положены соотношения ) ( 5 , 0 C B A U U U U ; ) )( 2 3 ( C B U U U (3.15) Обратное преобразование сигналов 2→3 выполняется по уравнениям U U A ; ) 3 ( 5 , 0 U U U B ; ) 3 ( 5 , 0 U U U C (3.16) Оба преобразования базируются на алгебраических операциях с гармоническими сигналами. На риса приведена схема преобразования сигналов 3→2. Схема реализована на операционных усилителях У и У. Сигналы A U , B U , C U с фазовым сдвигом 3 2 преобразуются в сигналы U и U с фазовым сдвигом На рис. 3.14, б приведена схема преобразования сигналов 2→3. Схема реализована на операционных усилителях У1-У3. Исходные сигналы U и с фазовым сдвигом 2 преобразуются в сигналы A U , B U , C U с фазовым сдвигом 3 2 . Точность преобразования сигналов зависит от точности выбранных сопротивлений, участвующих в схеме преобразования. 90 У У 5 , 0 R 3 5 , 0 U A U B U C U U - + R У1 R R - + R У2 - + R У3 R U U A U B U C U 2R 2R ) 3 3 ( 2 R ) 3 3 ( 2 R 3 2R 3 а) б) Рис. 3.14. Схемы взаимного преобразования 2- и фазных сигналов 3.7. Схемы взаимного преобразования сигналов неподвижной и вращающейся систем координат В системах векторного управления частотно-регулируемым электроприводом контуры регулирования работают во вращающейся системе координат. Поэтому возникает необходимость преобразования сигналов неподвижной системы координат в сигналы вращающейся системы координат и наоборот [15]. Преобразование сигналов неподвижной системы координат (α, β) в сигналы вращающейся системы координат (х, у) выполняется на основе уравнений cos sin U U U X ; sin cos U U U Y (3.17) Обратное преобразование сигналов вращающейся системы координат (х, у) в сигналы неподвижной системы координат (α, β) осуществляется в соответствии с выражениями sin cos Y X U U U ; cos sin Y X U U U (3.18) В первом случае блок преобразования координат выполняет функции преобразования и выпрямления сигналов, а во втором – преобразования и 91 модуляции сигналов в сигналы требуемой частоты переменного тока преобразователя. + У1 R + У2 R R R R R R R М1 М3 М2 М4 ) ( Y U U ) ( X U U sin cos ) ( U U X ) ( U U Y а) + У1 R + У2 R R R R/3 R R R/3 М1 М3 М2 М4 ) ( Y U U ) ( X U U ) ( U U X ) ( U U Y 0 cos 0 sin б) Рис. 3.15. Схемы взаимного преобразования сигналов неподвижной и вращающейся системы координат 92 Схема блока преобразования представлена на риса, она содержит суммирующие операционные усилители У и У. На умножители ММ подаются либо сигналы переменного напряжения U , U , либо сигналы постоянного напряжения с выхода регуляторов системы управления X U , Y U . С другой стороны на эти же умножители подаются единичные сигналы cos и sin . На усилителях У и У алгебраически суммируются произведения преобразуемых сигналов U и U на единичные гармонические сигналы и получаются преобразованные сигналы X U и Y U . Суммирующие усилители с инвертирующим входом обладают более высокой точностью, поэтому предпочтительнее реализация блока преобразования координат в соответствии с рис. 3.15, б. 3.8. Специализированные микросхемы для управления двигателями Развитие систем управления электроприводами характеризуется тенденциями повышения степени интеграции элементов, перехода от монтажного решения на базе дискретных элементов к специализированным интегральным микросхемами микроконтроллерам. Для массовых применений с относительно невысокими требованиями поточности эффективно применение специализированных, функционально законченных интегральных схем. В настоящее время выпускается ряд ИС для непосредственного управления электроприводами с двигателями постоянного и переменного тока. Эти ИС обеспечивают множество функций и позволяют легко создавать более дешевые по сравнению с дискретной реализацией системы [16]. Примером такой специализированной микросхемы является контроллер управления БДПТ (рис. 3.16), который содержит все необходимые функции для реализации разомкнутой системы управления трех- и четырехфазными двигателями. 93 Рис. 3.16. Структурная схема контроллера и его подключение В состав ИС входят декодер положения ротора для осуществления требуемой последовательности коммутации фаз двигателя, термостабилизированный источник опорного напряжения, способный осуществлять питание датчика положения ротора, осциллятор с программируемой частотой колебаний, полностью доступный схемотехнически усилитель ошибки, компаратор ШИМ, три верхних драйвера с открытым коллектором и три нижних драйвера с высокой нагрузочной способностью потоку, приспособленные для управления мощными MOSFET. На рис. 3.17 показаны диаграммы работы рассматриваемой МС. В состав ИС также включены защитные функции блокировка выходов при пониженном напряжении питания, токоограничение на каждом периоде ШИМ с устанавливаемой временной задержкой, блокировка от превышения внутренней температуры ИС. 94 Рис. 3.17. Диаграммы работы контроллера управления БДПТ МС имеет две дополнительные функции. Одна функция реализуется в выводе ИС, с помощью которого пользователь может выбирать электрическую фазировку датчика положения ротора 60°/300° или 120°/240°. Вторая возможность доступа как к инвертирующему, таки к неинвертирующему входам компаратора токоограничения. Дискретные входные сигналы разрешения работы (вывод 7), выбора направления вращения (выводи внешней блокировки (вывод 23) совместно с аналоговым заданием скорости (вывод 11) управляют работой схемы. Для сигнализации неисправности предусмотрен вывод. 95 Рассмотренная микросхема в базовой схеме включения работает без обратной связи по скорости. Для получения более жестких механических характеристики повышения точности регулирования замыкание контура скорости БДПТ может быть осуществлено при использовании дополнительной микросхемы, предназначенной для преобразования сигналов датчика положения в импульсный сигнал со скважностью, пропорциональной скорости вращения двигателя (рис. 3.18). Рис. 3.18. Структурная схема МС для преобразования сигнала ДПР в сигнал, пропорциональный скорости Она содержит три входных буфера, каждый с гистерезисом для обеспечения помехозащищенности, три детектора фронта, одновибратор с программируемой длительностью импульса и внутренний стабилизатор напряжения питания. Также имеется инверсный выход фазы А для облегчения преобразования между 60°/300° и 120°/240° фазировкой датчика положения. На рис. 3.19 приведены диаграммы работы этой МС. 96 Рис. 3.19. Диаграмма работы МС для преобразования сигнала ДПР в сигнал, пропорциональный скорости 3.9. Корректор коэффициента мощности Необходимость соблюдения правил, определяющих ограничения по максимуму коэффициента нелинейных (гармонических) искажений (КНИ) для устройств с питанием от сети, делает обязательным применение корректора коэффициента мощности (ККМ). Осуществление ККМ дает ряд преимуществ. Устройства, оснащенные электродвигателем и схемой ККМ, позволяют получить более мощные системы питания без возрастания ограничений пикового тока. В тоже время, каскад ККМ генерирует очень стабильное постоянное напряжение на шине, и необходимость в защите компонентов от всплесков напряжения исключена, что 97 позволяет использовать более низкое напряжение и более рентабельные, следующие за каскадом, компоненты. Обычно используются две методики при проектировании решений на основе ККМ. Выбор зависит от мощности системы. Эффективная номинальная мощность, по которой методики разделяются на две, отражает специфику применения. Устройства, у которых номинальная мощность превышает 200–300 Вт, классифицируют как мощные для реализации ККМ. В случае маломощной системы, общий подход к осуществлению ККМ заключается в использовании управления импульсным источником питания в режиме пульсирующего тока (РПТ), при котором ток индуктивности падает до нуля в течение каждого импульса. Преимущество использования решений на основе РПТ в простоте и надежности. Тем не менее, по мере увеличения мощности необходимо использование все более мощных фильтров. По этим причинам для более высоких мощностей применяют режим непрерывного тока (РНТ). В настоящее время разработана новая методика управления ККМ. Эта методика, которая известна как управление внутри одного тактового цикла или Сможет быть использована для получения всех преимуществ традиционной методики РНТ, но при меньшей сложности. Самым большим преимуществом методики является то, что она может быть успешно применена как к системам, у которых номинальная мощность составляет от 75 Вт, таки к тем системам, у которых она превышает 4 кВт [17]. На рис. 3.20 представлена схема цепи управления, предназначенная для осуществления Св РНТ для ККМ, в то время как на рис. 3.21 представлен пример традиционной цепи управления для ККМ в РНТ, основанной на использовании умножителя. Примечательным отличием является то, что решение, основанное на ОСС, не требует измерения линии переменного тока – вся необходимая информация для корректировки формы кривой тока и, тем самым, увеличения коэффициента мощности, извлекается из постоянного напряжения на шине (линии) и обратного тока. Полученная информация затем обрабатывается системой управления внутри одного тактового цикла для управления рабочим циклом ККМ источника. Как показано на рис. 3.20, схема, выполненная с применением технологии ОСС, не требует аналогового умножителя, измерения входного напряжения, генератора фиксированной частоты пилообразного напряжения. Вместо этого, используется интеграция выхода усилителя рассогласования и импульса тока для генерирования линейно изменяющегося напряжения, которое затем сравнивается с напряжением рассогласования, вычитаемым из сигнала измерения тока для генерирования управляющего воздействия на схему ШИМ. ОСС упрощает процесс ККМ, тогда как обеспечивается такое же высокое качество, как и у традиционных методик с умножителем. Решения ОСС сочетают преимущества ККМ в РНТ (высокая эффективность) с преимуществами РПТ-схем (простота, надежность, невысокое число элементов. 98 Рис. 3.20. Схема цепей управления ОСС в РНТ для ККМ Рис. 3.21. Схема цепей управления традиционного РНТ для ККМ 99 На рис. 3.22 представлена схема ККМ, управляемого по методу ОСС на базе рассмотренной микросхемы. Рис. 3.22. Схема ККМ с ОСС в РНТ 3.10. ШИМ–контроллер Шим-контроллер предназначен для преобразования аналогового сигнала в один или несколько широтно-импульсных сигналов. В настоящее время существует большое разнообразие микросхем с функциями ШИМ-контроллера. Структура одного из возможных ШИМ-контроллеров приведена на рис. 3.23 [18]. Рис. 3.23. Структурная схема ШИМ-контроллера: 1, 2 – усилители ошибки ШИМ-контроллер включает в себя усилитель ошибки, встроенный регулируемый генератор, компаратор регулировки мертвого времени, триггер управления, прецизионный ИОН на 5 В и схему управления выходным каскадом. Усилитель ошибки выдает синфазное напряжение в диапазоне от –0,3 до (Vcc-2) В. Компаратор регулировки мертвого времени имеет постоянное 100 смещение, которое ограничивает минимальную длительность мертвого времени величиной порядка 5 %. Допускается синхронизация встроенного генератора, при помощи подключения вывода R к выходу опорного напряжения и подачи входного пилообразного напряжения на вывод С, что используется при синхронной работе нескольких схем ИВП. Независимые выходные формирователи на транзисторах обеспечивают возможность работы выходного каскада по схеме с общим эмиттером либо по схеме эмиттерного повторителя. Выходной каскад микросхемы работает в однотактном или двухтактном режиме с возможностью выбора режима с помощью специального входа. Встроенная схема контролирует каждый выходи запрещает выдачу сдвоенного импульса в двухтактном режиме. ШИМ-контроллер представляет собой микросхему, работающую на фиксированной частоте, и включает в себя все необходимые для этого блоки. Встроенный генератор пилообразного напряжения требует для установки частоты двух внешних компонентов R и С. Частота генератора определяется по формуле Модуляция ширины выходных импульсов достигается сравнением положительного пилообразного напряжения, получаемого на конденсаторе С, с двумя управляющими сигналами (см. временную диаграмму рис. 3.24). Рис. 3.24. Временная диаграмма работы ШИМ-контроллера Логический элемент ИЛИ-НЕ возбуждает выходные транзисторы Q1 и Q2 только тогда, когда линия тактирования встроенного триггера находится в НИЗКОМ логическом состоянии. Это происходит только в течение того 101 времени, когда амплитуда пилообразного напряжения выше амплитуды управляющих сигналов. Следовательно повышение амплитуды управляющих сигналов вызывает соответствующее линейное уменьшение ширины выходных импульсов. Под управляющими сигналами понимаются напряжения, производимые схемой регулировки мертвого времени, усилители ошибки и цепью обратной связи. Вход компаратора регулировки мертвого времени имеет смещение 120 мВ, что ограничивает минимальное мертвое время на выходе первыми 4 % длительности цикла пилообразного напряжения. В результате максимальная длительность рабочего цикла составляет 96 % в том случае, если управляющий вывод заземлен, ив том случае, если на управляющий вывод подано опорное напряжение. Увеличить длительность мертвого времени на выходе можно, подавая на вход регулировки мертвого времени постоянное напряжение в диапазоне 0..3,3 В. ШИМ-компаратор регулирует ширину выходных импульсов от максимального значения, определяемого входом регулировки мертвого времени, до нуля, когда напряжение обратной связи изменяется от 0,5 до 3,5 В. Оба усилителя ошибки имеют входной диапазон синфазного сигнала от –0,3 до (Vcc-2,0) В и могут использоваться для считывания значений напряжения или тока с выхода источника питания. Выходы усилителей ошибки имеют активный ВЫСОКИЙ уровень напряжения и объединены функцией ИЛИ на неинвертирующем входе ШИМ-компаратора. В такой конфигурации усилитель, требующий минимального времени для включения выхода, является доминирующим в петле управления. Вовремя разряда конденсатора Сна выходе компаратора регулировки мертвого времени генерируется положительный импульс, который тактирует триггер и блокирует выходные транзисторы Q1 и Q2. Если на вход выбора режима работы подается опорное напряжение, триггер непосредственно управляет двумя выходными транзисторами в противофазе (двухтактный режима выходная частота равна половине частоты генератора. Выходной формирователь может также работать в однотактном режиме, когда оба транзистора открываются и закрываются одновременно, и когда требуется максимальный рабочий цикл, не превышающий 50 %. Это желательно, когда трансформатор имеет звенящую обмотку с ограничительным диодом, используемым для подавления переходных процессов. Если в однотактном режиме требуются большие токи, выходные транзисторы могут работать параллельно. Для этого требуется замкнуть на землю вход выбора режима работы ОТС, что блокирует выходной сигнал от триггера. Выходная частота в этом случае будет равна частоте генератора. Микросхема имеет встроенный источник опорного напряжения на 5 В, способный обеспечить вытекающий ток до 10 мА для смещения внешних компонентов схемы. |