Экзамен эпу. экзамен эпу. 1 Гальванические элементы. Классификация. Назначение. Основные характеристики. Принцип работы

• Название: 1 Гальванические элементы. Классификация. Назначение. Основные характеристики. Принцип работы
• Анкор: Экзамен эпу
• Дата: 12.10.2022
• Размер: 3.47 Mb.
• Имя файла: экзамен эпу.docx
• Тип: Документы; #729564
• страница: 7 из 9

28.Транзисторные (компенсационные) стабилизаторы напряжения

В схемах простейших стабилизаторов последова­тельного типа с регулирующими транзисторами р-п-р и п-р-п структуры регулирующий транзистор VT1 включен по схеме усилителя с нагрузкой R_н в эмиттерной цепи (эмиттерный повторитель). R₀и VD1 образуют пара­метрический стабилизатор напряжения и являются источником опорного напряжения U_ст. Uвых определяется разностью опорного напряжения и напряжения участка база-эмиттер регулирующего транзистора U_н = U_СТ — U_6э. Т.к. Uбэ транзистора, работающего в активном режиме, составляет десятые доли вольта и мало зависит от тока эмиттера и напряжения U_ЭК, то напряжение на нагрузке будет близко к напряжению на стабилитроне.

p-n-p (a), n-p-n (б)

Достоинства: допускают большие токи нагрузки, имеют меньшее внутреннее сопротивление, выше коэффициент стабилизации. Однако достичь очень высоких значений коэффициента стабилизации в них не удается.



Схемы стабилизатора с УПТ

Введение УПТ в цепь ОС увеличивает коэффициент стабилизации. Увеличение К_ствозможно за счет увеличения R1. Однако его нельзя выбрать очень большим, т.к. при этом ограничивается ток базы регули­рующего транзистора VТ1. Компенсационные стабилизаторы с составным транзистором обладают более высокими электрическими характеристиками. У них выше коэффициент стабилизации, меньшее выходное сопро­тивление, большие токи нагрузки. Мощность компенсационных стабилизаторов может быть значительно увеличена при параллельном включении транзисторов в регулирующем элементе.

29. Импульсные стабилизаторы напряжения. Функциональные схемы. Принцип работы

Основным элементом импульсных стабилизаторов напряжения является регулирующий элемент-транзистор, периодически пере­ключающийся из режима насыщения в режим отсечки. Если тран­зистор работает в таком режиме, то значительно снижается мощность, рассеиваемая на регулирующем элементе, что позволяет значительно повысить к. п. д. стабилизатора. В импульсных ста­билизаторах напряжения стабилизация осуществляется за счет изменения соотношения времени открытого и закрытого состояния регулирующего транзистора. При этом среднее значение выходного напряжения поддерживается неизменным с заданной степенью точности при воздействии дестабилизирующих факторов.

Мощность, выделяемая в нагрузке, определяется входным напряжением, сопротивлением нагрузке и соотношением времени открытого и закрытого состояния регулирующего транзистора. Изменяя это соотношение, можно регулировать мощность, вы­деляемую на нагрузке без значительных потерь на регулирующем элементе. Пульсации выходного напряжения, вызванные замыка­нием и размыканием транзисторного ключа, снижаются сглажи­вающим фильтром, включаемым на выходе.

При этом коэффициент сглаживания пульсаций будет тем больше, чем выще частота пульсаций по отношению к собственной частоте контура.

В функциональной схеме силовой цепи компенсационного ста­билизатора с импульсным регулированием (рисунок 5.16, а) регулирующий элемент условно показан в виде ключа S. Индуктивность L, и конденсаторСявляются элементами сглаживающего фильтра.


Рис.5.16. Функциональные схемы силовой цепи понижающего (а), повышающего (в) и полярно-инвертирующего (г) импульсных стабилизаторов напряжения; кривые изменения напряжений (б)
При замыкании ключа S на вход фильтра будет подаваться входное напряжение U_вхв течение времени t_п (рисунок 5.16, б) в виде импульса прямоугольной формы. Через катушку индуктивности потечет линейно возрастающий ток, так как э. д. с. самоиндукции ее будет противодействовать основному потоку, создаваемому вход­ным напряжением. Через нагрузку также потечет ток и будет заряжаться конденсатор С. В момент размыкания ключа S ток через индуктивность Lдостигнет максимального значения. Напряжение на катушке в этот момент, противодействуя пропаданию основного напряжения, поменяет полярность. Откроется диод VD и через нагрузку во время паузы t_п потечет ток, замыкающийся по цепи L— R_H — VD. При снижении потенциала катушки ниже потенциала заряженного конденсатора С диод закроется, и ток в нагрузке в этом интервале времени будет сохраняться за счет разряда конденсатора.

Время разомкнутого состояния ключа t_Пможно подобрать таким, чтобы ток через катушку индуктивности не достигал нулевого значения. При следующем замыкании ключа процесс будет повторяться.

30.Структурная и принципиальная схемы импульсного стабилизатора напряжения

В схеме импульсного стабилизатора напряжения (рисунок 5.17, а) ключевым транзистором (ключом S) управляет регулирующий элемент непрерывного действия РИД. Часть выходного напряжения с делителя ДН поступает на вход усилителя постоянного тока УПТ, где сравнивается с опорным напряжением источника ИОН. Сигнал с выхода УПТ подается на регулятор непрерывного действия РНД, который управляет работой импульсного регулирующего элемента S. При воздействии выходного напряжения сигнал на выходе УПТ достигает верхнего порогового значения, срабатывает РИД и выключает регулирующий транзистор S. Напряжение на выходе стабилизатора начинает уменьшаться, так как снижается ток, протекающий через катушку индуктивности i_L. Сигнал на выходе УПТ снижается до нижнего порога срабатывания РИД. На выходе РНД появляется импульс, включающий ключ S. Ток через индуктивность возрастает, увеличивается и напряжение на выходе стабилизатора.

Рис. 5.17. Структурная (а), принципиальная (б) схемы импульсного стабилизатора напряжения

Кроме формирования импульсов управления ключом, РНД осуществляет непрерывную регулировку выходного напряжения. Ток в катушке индуктивности совершает периодические колебания относительно среднего значения с частотой, равной частоте переключения. При замкнутом ключе ток i_Lнарастает, а при разомкнутом уменьшается. Так как РНД управляется по цепи обратной связи, то при увеличении тока i_Lснижается ток i_р. Вследствие этого колебания выходного напряжения, вызванные прерывистым характером регулирования, оказываются в значи­тельной мере скомпенсированными регулятором непрерывного действия.

В схеме импульсного стабилизатора напряжения с дополни­тельным регулятором непрерывного действия (рисунок 5.17, 6) тран­зистор VT1(ключ) является импульсным регулирующим элементом. Усилитель УПТ выполнен на транзисторе VTЗ. Выходной делитель R4R5и источник опорного напряжения VD2 выполняют те же функции, что и в стабилизаторах с непрерывным регулированием.

Блокинг-генератор, формирующий импульсы управления клю­чом, выполнен на транзисторе VT2. Цепь перезаряда конденсатора С через транзистор VТ2 подключена к выходу стабилизатора. Скорость перезаряда конденсатораСопределяет скважность им­пульсов блокинг-генератора. При замкнутом (открытом) положе­нии транзистора VT1часть его базового тока ответвляется в коллек­торную цепь транзистора VT1. Значение тока, протекающего через транзистор VТ2, зависит от сигнала, поступающего с выхода УПТ (транзистор VT3). Наряду с формированием импульсов управления для VT1транзистор VT2 играет роль элемента непрерывного дейст­вия.

Импульсные стабилизаторы имеют значительные преимущества перед стабилизаторами непрерывного регулирования. В них умень­шается мощность рассеивания на регулирующем транзисторе, снижаются масса и габаритные размеры, значительно повышается к. п. д. Эти стабилизаторы являются наиболее перспективными вторичными источниками питания и находят все более широкое применение.

31. Транзисторный однотактный инвертор с внешним возбуждением.

Однотактная схема инвертора с внешним возбуждением (рисунок 6.2, а) состоит из транзистора VTи дросселя L. Коллекторный ток транзистора VТ определяется управляющим напряжением u_эб, приложенным между базой и эмиттером, и имеющим форму прямоугольных импульсов (рисунок 6.2, б).

При положительной полярности управляющего напряжения транзистор VТ открыт, и все напряжение источника постоянного тока U₀ приложено к нагрузке. Ток дросселя i_Lвозрастает почти линейно. Ток, отдаваемый источником i_H, равен сумме токов, протекающих через дроссель и нагрузку.


Рис. 6.2. Схема однотактного инвертора с внешним возбуждением (а) и временные диаграммы напряжений и токов (б)

После поступления управляющего импульса отрицательной полярности транзистор закрывается, но ток в нагрузке I_н будет существовать за счет энергии, запасенной в дросселе. Направление тока изменяется, а его значение будет уменьшаться по экспоненци­альному закону. Так как среднее значение напряжения на дросселе и нагрузке равно нулю, то среднее значение напряжения на нагрузке при закрытом транзисторе равно U₀. Следовательно, максимальное напряжение на нагрузке U_Hmax превышает среднее значение на U. Изменение напряжения U_эк зависит от индуктивности дросселя. Чем больше индуктивность, тем меньше Uи форма кривой напряже­ния на нагрузке ближе к прямоугольной. Напряжение на закрытом транзисторе U_эк больше чем в 2 раза превышает напряжение источника тока U₀. Достоинством рассматриваемой схемы инвер­тора является ее простота, а к недостаткам относятся: несиммет­ричность формы кривой выходного напряжения и зависимость ее от нагрузки; небольшая мощность в нагрузке - доли или единицы ватт.

32. Однотактный транзисторный инвертор с самовозбуждением.


Рис. 6.3. Схема однотактного транзисторного инвертора с самовозбуждением (а) и выходные характеристики транзистора (б)

Однотактная схема инвертора с самовозбуждением (рисунок 6.3, а) состоит из транзистора VТ и трансформатора Т с тремя обмотками, первичной I, вторичной II и обмоткой обратной связи III. В схеме возникают колебания при выполнении двух условий: баланса фаз и баланса амплитуд. Условие баланса фаз заключается в том, что напряжение, подаваемое на базу, должно быть в противофазе с напряжением на коллекторе транзистора. При выполнении этого условия обеспечивается положительная обратная связь. Условие баланса амплитуд заключается в том, что напряжение обратной связи должно быть не менее определенного значения, необходимого для поддержания генерации. Оба условия достигаются подключе­нием обмотки обратной связи с определенным числом витков.

При подключении источника тока с напряжением U₀в цепях базы и коллектора протекают токи I_к и I_эк. За счет индуктивности Lпервичной обмотки ток I_эк будет возрастать по закону, близкому к линейному . При увеличении тока I_эк возрастает магнитный поток в сердечнике трансформатора, наводится э.д.с. в обмотках и появляется ток в нагрузке. Рабочая точка на этом этапе смещается по характеристике транзистора (рисунок 6.3, 6) из начала координат (точка О) в область насыщения (точка А), где возрастание тока I_к прекращается. При этом магнитный поток также прекращает возрастать, вследствие чего изменяется поляр­ность э.д.с, в обмотках трансформатора, уменьшается ток базы транзистора, а затем и ток коллектора. Этот процесс носит лавино­образный характер, который приводит к быстрому запиранию транзистора. При этом рабочая точка смещается в область отсечки (точка Б). К моменту насыщения транзистора в сердечнике на­капливается магнитная энергия W=0.5LI_K². При запирании тран­зистора ток в нагрузке будет продолжаться за счет энергии, запа­сенной в трансформаторе. Направление тока в нагрузке изменится, а его значение будет уменьшаться. К моменту, когда ток в нагрузке будет равен нулю, восстановится первоначальное значение потен­циалов в цепи обратной связи, рабочая точка сместится в начале координат (точка О) и процессы будут повторяться. Преобразова­тели этого типа целесообразно применять при высоком выходном напряжении, малых токах и мощностях в нагрузке, достигающих нескольких десятков ватт, их к. п. д. 60-70%. Схему используют и в качестве задающего генератора в инверторе с внешним возбуждением.

33. Двухтактный транзисторный инвертор с самовозбуждением.

Двухтактная схема инвертора с самовозбуждением (рисунок 6.4, а) состоит из двух транзисторов VT1и VT2, а также из трансформатора Т с тремя обмотками, сердечник которого выполнен из материала с прямоугольной петлей гистерезиса. Отрицательное смещение на базы транзисторов подается со средней точки делителя напряжения R1R2, к которому подключено входное напряжение U₀. Сопротив­ление резистора R1 много меньше, чем у резистора R2, поэтому между базой и эмиттером каждого транзистора действует неболь­шое напряжение, приходящееся на резистор R1и составляющее десятые доли вольта. Конденсатор С облегчает запуск инвертора. В момент включения питания ток заряда конденсатора проходит через резистор R1. При этом на нем кратковременно увеличивается падение напряжения и на базах транзисторов возрастает отрица­тельный потенциал.

После включения инвертора в первый момент благодаря нали­чию отрицательного смещения на базах открываются оба транзис­тора. Параметры транзисторов не могут быть абсолютно одина­ковыми, поэтому коллекторные токи будут несколько отличаться друг от друга. Предположим, что ток транзистора VT1превышает ток транзистора VT2, что приведет к тому, что в трансформаторе будет преобладать магнитный поток, возникающий за счет тока i_к1. Благодаря этому э.д.с., возникшие в других обмотках за счет взаимоиндукции, будут иметь полярность, указанную на схеме. На базе транзистора VT1 появится отрицательный потенциал относи­тельно эмиттера, а на базе VT2 - положительный. При этом тран­зистор VT1будет продолжать открываться и ток i_к1 увеличиваться, а транзистор VТ2 начнет закрываться. Этот процесс нарастает лавинообразно. К моменту времени t₁транзистор VТ1 открыт и находится в режиме насыщения (рисунок 6.4, в и г), а транзистор VТ2 закрыт и находится в режиме отсечки (рисунок 6.4, д). С момента насыщения транзистора VТ1 к обмотке I’ трансформатора будет приложено почти все напряжение источника постоянного тока (рисунок - 6.4, д). На этом заканчивается процесс включения инвертора.



Рис. 6.4. Схема двухтактного транзисторного инвертора с самовозбуждением (а), характеристика намагничивания сердечника трансформатора (б); временные диаграммы напряжений и токов (в-е)
Дальше начинается линейный процесс. Индукция в сердечнике трансформатора нарастает линейно со скоростью

,

где U_KH - напряжение коллектор - эмиттер насыщенного транзистора;

S -площадь поперечного сечения сердечника

w -число витков обмотки I’.

Коллекторный ток транзистора

;

где i’_H-ток нагрузки, приведенный к первичной обмотке;

i’₀- ток, нейтрализующий намагничивание, создаваемое током отсечки запертого транзистора I_K0; i_μ - ток намагничивания.

Ток намагничивания и нейтрализации на этом этапе очень малы. Линейный процесс продолжается до момента времени t₂, ког­да индукция в сердечнике достигнет индукции насыщения B_S(рисунок 6.4,6). С этого момента начинается коммутационный процесс. Ток коллектора нарастает из-за увеличения тока намагничивания i_μ. При этом степень насыщения транзистора падает. Заряд неоснов­ных носителей в его базе уменьшается. К моменту времени t₃ коллекторный ток транзистора возрастает настолько, что он выхо­дит из насыщения. Напряжение на транзисторе начинает возрастать (рисунок 6.4,5), что приведет к уменьшению напряжения на первичной обмотке трансформатора и положит начало закрывания транзисто­ра VT1. При запирании транзистора VT1сердечник трансформатора Т начинает перемагничиваться, что приводит к появлению на обмотках трансформатора напряжений, противоположных по знаку тем, которые были ранее (см. рисунок 6.4,а). Процесс развивается лавинообразно и к моменту времени t₄ приводит к запиранию транзистора VT1и открыванию транзистора VT2.

После переключения транзисторов вновь начинается линейный процесс, который сопровождается изменением индукции от + В_Sдо —В_S. В дальнейшем процессы повторяются. При этом импульсы напряжения на вторичной обмотке трансформатора и на нагрузке будут иметь форму, близкую к прямоугольной (рисунок 6.4, е).

На коллекторном переходе закрытого транзистора действует сумма напряжений источника постоянного тока U₀ и э.д.с., индуци­рованная в коллекторной обмотке закрытого транзистора (см. рисунок 6.4, а), поэтому для успешной работы в инверторе транзисторы должны иметь допустимое напряжение U_кэбольше 2U₀. Частота колебаний инвертора с насыщающимся трансформатором в основ­ном определяется конструктивными данными трансформатора и напряжением источника постоянного тока . Опти­мальная частота колебаний лежит в диапазоне 400-600 Гц. При работе инвертора на повышенных частотах следует учитывать длительность коммутационных процессов, которые зависят от инерционности транзисторов и схемы инвертора. Для приведенной схемы она практически равна времени рассасывания заряда неос­новных носителей в базах транзисторов. Особенностью схемы инвертора является наличие значительных выбросов коллекторных токов транзисторов, возникающих в процессе коммутации. Данный преобразователь применяют при мощностях не более 50-100 Вт, обеспечивая к.п.д. порядка 70-80%. При больших мощностях существенно увеличиваются потери в трансформаторе. Недостат­ком преобразователя является сильное влияние тока и характера нагрузки на частоту, форму и выходное напряжение.