Главная страница
Навигация по странице:

  • Выходное сопротивление усилителя, охваченного обрат­

  • Схема с фиксированным током базы

  • Схема с коллекторной стабилизацией

  • Схема с эмиттерной стабилизацией

  • Лачин Электроника. Электроника рекомендовано Министерством образования Российской Федерации в качестве учебного пособия ля студентов высших технических учебных заведений РостовнаДону Феникс 2001 Рецензенты


    Скачать 7.57 Mb.
    НазваниеЭлектроника рекомендовано Министерством образования Российской Федерации в качестве учебного пособия ля студентов высших технических учебных заведений РостовнаДону Феникс 2001 Рецензенты
    АнкорЛачин Электроника.doc
    Дата28.01.2017
    Размер7.57 Mb.
    Формат файлаdoc
    Имя файлаЛачин Электроника.doc
    ТипУчебное пособие
    #535
    страница9 из 17
    1   ...   5   6   7   8   9   10   11   12   ...   17

    Входное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью. Обратимся к структурной схеме усилителя с пос­ледовательной отрицательной обратной связью (рис. 2.13).




    Обозначим через Zвх входное комплексное сопротивле­ние цепи прямой передачи:

    где iex -комплексное действующее значение тока iex.

    Найдем входное комплексное сопротивление Zex осуси­лителя, охваченного обратной связью:




    Получим

    Таким образом,

    Пусть коэффициенты Кии B являются вещественны­ми и= Kuи β = β), тогда

    Отсюда следует, что последовательная отрицательная обратная связь увеличивает входное сопротивление по модулю. Практически всегда это является положительным фактором.

    Выходное сопротивление усилителя, охваченного обрат­ной связью. Обозначим через Zвыхи Zвых оссоответственно выходное комплексное сопротивление цепи прямой передачи и выходное комплексное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью. По определению


    где ΔUвых, ΔIвых— приращения комплексных действую­щих значений соответственно напряжения ивыхи тока ieых При этом предполагается, что обратная связь отключе­на (например, выход цепи обратной связи закорочен).

    Также предполагается, что Uexl= const, а изменение ве­личин Uвых и Iвыхвызвано изменением сопротивления нагрузки.

    По определению


    но при этом предполагается, что обратная связь действу­ет и что Uexl= const.

    В этом случае причиной возникновения приращения ΔUвых. является не только падение напряжения на выход­ном сопротивлении Zeых, но и появление приращения

    ΔUоскомплексного действующего значения напряжения uос.

    Следовательно,



    Знаки «минус» использованы потому, что и увеличение тока ieых, и увеличение напряжения иосвызывают уменьше­ние напряжения ивых.

    Отсюда с учетом, что ΔUос =ΔUeыxβ, получим

    В соответствии с этим

    Пусть коэффициенты Кuи βявляются вещественны­ми. Тогда, очевидно, отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление усили­теля. Очень часто это является положительным фактором.

    2.2.3. Разновидности отрицательных обратных связей и анализ их влияния

    Для упрощения изложения принимаем условие, что цепь прямой передачи и цепь обратной связи характери­зуются вещественными коэффициентами и что все токи и напряжения описываются вещественными действующи­ми значениями.

    Обратимся к обратной связи по напряжению. Она пре­пятствует изменению выходного напряжения при измене­нии сопротивления нагрузки. Это означает, что введение отрицательной обратной связи по напряжению уменьша­ет выходное сопротивление усилителя. Этот же вывод был сделан выше на основе полученного математического вы­ражения для выходного сопротивления. Можно показать, что характер изменения выходного сопротивления не за­висит от того, является связь параллельной или последо­вательной.

    Обратимся к обратной связи по току. Она препятству­ет изменению выходного тока при изменении сопротив­ления нагрузки. Это означает, что введение отрицательной обратной связи по току увеличивает выходное сопротив­ление. При этом характер изменения выходного сопротив­ления также не зависит от того, является ли связь парал­лельной или последовательной.

    Подобные рассуждения (и соответствующие математи­ческие выражения) показывают, что параллельная обрат­ная связь уменьшает входное сопротивление усилителя, охваченного ею, а последовательная увеличивает (что под­тверждает полученное выше математическое выражение). Характер изменения входного сопротивления не зависит от того, является ли обратная связь связью по току или по напряжению.

    Обратимся к структурной схеме усилителя с отрица­тельной последовательной обратной связью по напряже­нию и к полученному выражению



    Если окажется, что на некоторой частоте аргумент φ комплексной величины Киβ окажется равен π, то это будет означать, что напряжение обратной связи иоспо фазе совпадает с напряжением иех1и напряжением иех2. В этом случае окажется, что обратная связь станет положитель­ной. Если к тому же окажется, что на рассматриваемой частоте выполняется условие | Киβ|>1, то это будет оз­начать, что сигнал, проходящий последовательно через цепь прямой передачи и цепь обратной связи, усиливает­ся. При этом и в случае нулевого напряжения ивх1напря­жения ивх2, ,ивых, ,иосокажутся ненулевыми, т. е. усилитель по существу превратится в генератор. Это явление назы­вают самовозбуждением усилителя.

    Для предотвращения самовозбуждения необходимо предпринимать меры (например, осуществлять частотную коррекцию операционного усилителя, играющего роль цепи прямой передачи), обеспечивающие выполнение одного из следующих, по сути равноценных, условий:
    На практике обычно пользуются вторым условием.

    Угол а, определяемый выражением α = π — φ, называ­ют запасом устойчивости по фазе.

    Запас устойчивости по фазе должен быть не менее 30...60 или даже 65 градусов.

    2.3.УСИЛИТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

    2.3.1. Режимы работы транзистора в усилителе

    Перед тем как подавать на вход усилителя на транзис­торе сигнал, подлежащий усилению, необходимо обеспе­чить начальный режим работы (статический режим, ре­жим по постоянному току, режим покоя). Начальный режим работы характеризуется постоянными токами элек­тродов транзистора и напряжениями между этими элект­родами. Используют термин «начальный режим работы транзистора» и фактически равноценный ему термин «на­чальный режим работы усилителя». Для определенности обратимся к схеме с общим эмиттером и соответствующим выходным характеристикам транзистора. Тогда начальныйрежим работы характеризуется положением так называе­мой начальной рабочей точки (НРТ) с координатами (Uкэн, Iкн), где UK3Hи Iкн — начальное напряжение меж­ду коллектором и эмиттером и начальный ток коллекто­ра. Для стабильной работы усилителя стремятся не допус­кать изменения положения начальной рабочей точки.

    Для характеристики проблемы обеспечения начально­го режима традиционно и вполне оправданно рассматри­вают следующие три схемы:

    • с фиксированным током базы;

    • с коллекторной стабилизацией;

    • с эмиттерной стабилизацией.

    На практике первую из этих схем почти никогда не используют. Из остальных двух схем предпочтение часто отдают схеме с эмиттерной стабилизацией. Рассмотрим каждую из этих схем.

    Схема с фиксированным током базы(рис. 2.14). На по­добных схемахисточник напряжения Ек обычно не изоб­ражают.



    В соответствии со вторым законом Кирхгофа

    iкRк+uкэ — Ек= 0.

    Отсюда находим ток коллектора iк:
    что соответствует линейной зависимости вида у = а х + b. Это уравнение описывает так называемую линию на­грузки (как и для схемы с диодом). Изобразим выходные характеристики транзистора и линию нагрузки (рис. 2.15).




    В соответствии со вторым законом Кирхгофа

    iбRб+uбэ — Ек= 0.

    Отсюда находим ток базы i6:

    iб =- uбэ /Rб + Ек / Rб

    Будем пренебрегать напряжением uбэтак как обычно uбэ << Ек. Тогда i6к /Rб.

    Таким образом, в рассматриваемой схеме ток i6задает­ся величинами Еки Rб(ток "фиксирован"). При этом
    Пусть ig= i62. Тогда HPT займет то положение, которое указано на рис. 2.15. Легко заметить, что самое нижнее возможное положение начальной рабочей точки соответ-

    ствует точке Y (режим отсечки, i6= 0), а самое верхнее положение — точке Z (режим насыщения, i6> i64).

    Схему с фиксированным током базы используют ред­ко по следующим причинам:

    • при воздействии дестабилизирующих факторов (например, температуры) изменяются величины βст и I`ко ,что изменяет ток Iкн и положение начальной рабочей точки.

    • для каждого значения βст необходимо подбирать соответствующее значение R6, что нежелательно при использовании как дискретных приборов (т. е. приборов, из­готовленных не по интегральной технологии), так и интегральных схем.

    Схема с коллекторной стабилизацией(рис. 2.16). Эта схема обеспечивает лучшую стабильность начального ре-


    Рис. 2.16

    жима. В схеме имеет место отрицательная обратная связь по напряжению (выход схемы — коллектор транзистора соединен со входом схемы — базой транзистора с помо­щью сопротивления R6.). Рассмотрим ее проявление на следующем примере. Пусть по каким-либо причинам (на­пример, из-за повышения температуры) ток iKначал уве­личиваться. Это приведет к увеличению напряжения иRк, уменьшению напряжения икэи уменьшению тока i6

    (i6= икэ /R6,), что будет препятствовать значительному увеличению тока iK, т. е. будет осуществляться стабилизация тока коллектора.

    Схема с эмиттерной стабилизацией(рис. 2.17). В зару­бежной литературе такую схему назьшают схемой с Н-сме-



    Рис. 2.17

    щением (конфигурация схемы соответствует букве Н). Основная идея, реализованная в схеме, состоит в том, что­бы зафиксировать ток iэ и через это ток iк (iк = iэ). С ука­занной целью в цепь эмиттера включают резистор Rэ и создают на нем практически постоянное напряжение иRэ. При этом оказывается, что




    Для создания требуемого напряжения иRэиспользуют делитель напряжения на резисторах R1и R2. Сопротивле­ния R1 и R2выбирают настолько малыми, что величина тока iбпрактически не влияет на величину напряжения иR2.. При этом



    В соответствии со вторым законом Кирхгофа



    При воздействии дестабилизирующих факторов вели -чина иизменяется мало, поэтому мало изменяется и ве­личина иRэ. На практике обычно напряжение иRэсостав­ляет небольшую долю напряжения Ек.

    Различают следующие режимы работы транзистора (классы работы): А, АВ, В, С и D. Рассматриваемые RС-усилители обычно работают в режиме А. В режиме А ток коллектора всегда больше нуля (iк> 0). При этом он увеличивается или уменьшается в зависимости от входно­го сигнала. В режиме В Iкн= 0, поэтому ток коллектора мо­жет только увеличиваться. При синусоидальном входном сигнале в цепи коллектора протекают положительные полуволны тока. Режим АВ является промежуточным между режимами А и В. В режиме С на вход транзистора подается начальное запирающее напряжение, поэтому в цепи коллектора в каждый период входного сигнала ток протекает в течение времени меньшего, чем половина периода. Режимом D называют ключевой режим работы (транзистор находится или в режиме насыщения, или в режиме отсечки).

    2.3.2. Усилитель с эмиттерной стабилизацией

    Рассмотрим RC-усилитель, в котором транзистор вклю­чен по схеме с общим эмиттером и используется эмиттер-ная стабилизация начального режима работы (рис. 2.18).

    Конденсатор С1 называемый разделительным, препят­ствует связи по постоянному току источника входного сигнала с усилителем, что может вызвать нарушение ре­жима работы транзистора по постоянному току. Конден­сатор С2, также называемый разделительным, служит для
    разделения выходной коллекторной цепи от внешней на­грузки по постоянному току. Конденсатор Сэ обеспечивает увеличение коэффициента усиления усилителя по напря­жению, так как уменьшает амплитуду переменной состав­ляющей напряжения uкэ (говорят, что конденсатор Сэ ликвидирует отрицательную обратную связь на перемен­ном токе).

    Легко заметить, что для рассматриваемой схемы линия нагрузки на постоянном токе (ЛН, при uвх=0) описыва­ется следующим выражением, полученным при замене тока эмиттера током коллектора (так как iэ=iк):




    Пусть параметры элементов схемы таковы, что в на­чальном режиме работы i6= i62. Соответствующее положе­ние начальной рабочей точки указано на рис. 2.19. На ос­новании приведенного выше краткого анализа схемы с эмиттерной стабилизацией получаем


    При расчетах часто принимают, что uбЭ= 0,6...0,7 В (для кремниевых транзисторов). Пренебрегая током I`ко, полу­чаем iK= βстiбУчитывая, что iэ= iK+ i6, получаем

    iб =iэ /(1+βст ) . Отсюда следует, что в схеме с эмиттерной

    стабилизацией ток базы непосредственно зависит от того, какое значение коэффициента βст будет иметь конкретный используемый транзистор. Если значение коэффициента βст окажется большим, то ток базы будет малым, и наобо­рот.

    Предположим, что напряжение питания Екзадано и требуется обеспечить начальный режим работы при задан­ном начальном токе 1КН.

    Изложим порядок предварительного определения ве­личин Rэ, R1и R2.

    Напряжение иRЭвыбирают из соотношения

    иRЭ= (0,1...0,3)•Ек.

    Затем, учитывая, что iэ

    iK, определяют Rэ:




    Определяют максимальный ток базы iбмакс, соответству­ющий минимальному значению βмин, коэффициента β:


    Выбирают ток iдел делителя напряжения на резисторах R1и R2, протекающий при отключении базы транзистора от делителя. При этом пользуются соотношением iдел=(8... 10) •iбмакс.

    Находят сумму сопротивлений R1+R2:

    R1+R2 = Ек /iдел

    Определяют напряжение иR2= uRЭ+ uбЭ.

    При этом считают, что uбЭ= (0,6...0,7) В.

    Определяют

    и, используя вычисленное выше значение суммы (R1+R2), получают

    R1 =(R1+R2)-R2.

    Изложенный порядок расчета величин Rэ, R1и R2, a также другие подобные методики расчета электронных схем до применения математического моделирования со­ставляли основу ручного проектирования устройств элек­троники. После подобных расчетов из конкретных элек­трорадиоэлементов изготавливали макет устройства и в результате его практического исследования уточняли зна­чения параметров элементов схемы (к примеру, определя­ли действительно необходимое значение Rэ).

    В настоящее время значение подобных расчетов состо­ит в том, что они:

    • во-первых, помогают уяснить взаимосвязь различ­ных параметров элементов электронной схемы,

    т. е. позволяют более глубоко проникнуть в сущность явлений, имеющих место в этой схеме;

    • во-вторых, позволяют получить предварительные, ориентировочные значения параметров элементов, которые используются при математическом модели­ровании для определения окончательных значений.

    Проведем анализ усилителя с эмиттерной стабилизаци­ей. Поскольку в данной схеме действуют одновременно постоянные и переменные напряжения, то осуществляют анализ схемы сначала по постоянному току, а затем по переменному. Но для этого вначале изображают эквива­лентную схему замещения усилителя, заменяя транзистор его эквивалентной схемой замещения. Для упрощения анализа часто в эквивалентной схеме замещения транзи­стора источником тока I`кои резистором г'к пренебрегают, так как г'к велико (г'к -»∞), а I`ко мало (I`ко->0). Получают эквивалентную схему замещения усилителя (рис. 2.20).

    Параметры элементов усилителя (в частности, емкос­ти конденсаторов С12 и Сэ) выбирают таким образом, чтобы в области средних частот переменные составляю-




    щие напряжений на конденсаторах С12 и Сэ были пре­небрежимо малы.

    Полезно отметить, что амплитуды указанных перемен­ных составляющих зависят не только от емкостей С1 ,С2 и Сэ. В соответствии с изложенным в линейной эквива­лентной схеме для средних частот сопротивлениями ука­занных конденсаторов пренебрегают.

    Транзистор для усилителя выбирают таким образом, чтобы в области средних частот ухудшение его усилитель­ных свойств при увеличении частоты было незначитель­ным. Если обратиться к комплексному коэффициенту b, то сказанное означает, что выбирают транзистор с такой предельной частотой fnped, которая не меньше наибольшей частоты из области средних частот. Поэтому в линейной эквивалентной схеме усилителя для средних частот не ис­пользуют емкости транзистора, а коэффициент b считают вещественным и постоянным.

    В соответствии с изложенным, а также с целью упро­щения расчетов, в эквивалентной схеме транзистора ос­тавлены только резисторы с сопротивлением r6, rэи ис­точник тока, управляемый током βi6.

    Поскольку нас интересуют только переменные состав­ляющие токов и напряжений, то величиной Еки сопро­тивлением источника питания Екпренебрегают. Будем считать, что Rr=0 и влиянием резисторов R1и R2на ко­эффициент усиления переменного сигнала uвх можно пре­небречь.

    Рассмотрим линейную эквивалентную схему для сред­них частот, изображенную на рис. 2.21.

    Ценность этой схемы не ограничивается тем, что она позволяет выполнить ручной расчет режима усиления. Еще более важно то, что эта схема помогает уяснить вли­яние параметров различных элементов усилителя на спо­собность усиливать входной сигнал. Из этой схемы хоро­шо видно, что для переменных составляющих токов и

    напряжений резисторы RKи RHвключены параллельно. При ручных графических расчетах этот факт находит от­ражение в том, что на выходных характеристиках строят так называемую линию нагрузки на переменном токе ЛН, наклон которой определяется величиной


    Выше указывалось, что наклон линии нагрузки на по­стоянном токе ЛН определяется величиной RK+RH. Именно по линии ЛН перемещается рабочая точка РТ (не НРТ!), характеризующая режим работы усилителя при наличии переменного входного сигнала иех. На рис. 2.22 указана амплитуда Uнтнапряжения на нагрузке ин, равная амплитуде переменной составляющей напряжения икэ, и соответствующие предельные точки к и е на линии ЛН_. При этом предполагается, что ток базы изменяется в пре­делах от i61до iб3. Изобразим временные диаграммы, харак­теризующие работу усилителя (рис. 2.23).

    Обратим внимание на тот факт, что выходной сигнал ин сдвинут относительно входного иех на 180 градусов, т. е.

    RС-усилитель инвертирует сигнал по фазе. Иногда этот факт подчеркивают тем, что считают коэффициент усиле­ния по напряжению отрицательной величиной.

    Коэффициент усиления усилителя по напряжению Ки является одним из наиболее важных параметров усилите­ля. При условии, что RГ=0, коэффициент Ки определяет­ся выражением

    Ки =Uн.m/Uвх.m

    где Uвх.m —амплитуда входного напряжения ивх. Обратимся к линейной эквивалентной схеме для сред­них частот (рис. 2.21). Обозначим через Iбтамплитуду пе­ременной составляющей i6- тока базы. Тогда амплитуда 1эт переменной составляющей тока эмиттера iэ равна (1+β)1б.эт, а величина Uвх.mопределяется выражением

    Uвх.m= 1б.т • rб+(I+β) • i6.т rэ= I6m [rб+(1+β) • rэ].

    Величина Uнmопределяется выражением

    Uнт=β1б.т•(RкRн)/(Rк+Rн)

    С учетом выражений для Uвх.mи Uнтполучим


    Обозначим через rд.оэвходное дифференциальное со­противление транзистора для схемы с общим эмиттером. Очевидно, что rд.оэ = rб+(I+β) rэ

    В соответствии с этим можно записать:

    Важными параметрами усилителя являются его входное и выходное сопротивления. Из линейной эквивалентной схемы, соответствующей принятым допущениям, хорошо видно, что входное сопротивление усилителя фактически является входным дифференциальным сопротивлением транзистора для схемы с общим эмиттером (rдоэ). Очевид­но и то, что выходное сопротивление усилителя равно ве­личине RK.

    Коэффициент усиления по току Кi определяют выра­жением

    где 1вхт ,1нт— соответственно амплитуды тока источника входного сигнала и тока нагрузки.

    В соответствии с принятыми допущениями 1вхт= Iбт. Легко заметить, что




    С учетом этого получим



    АЧХ и ФЧХ усилителя аналогичны типовым характе­ристикам, рассмотренным в предыдущем параграфе. Спад АЧХ в области низких частот обусловлен уменьшением коэффициента усиления усилителя за счет увеличения реактивного сопротивления емкостей С12, Сэ. Спад АЧХ в области высоких частот обусловлен ограниченными ча­стотными свойствами транзистора.

    2.4. УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

    В качестве примера рассмотрим RС-усилитель на по­левом транзисторе с p-n-переходом, включенном с общим истоком (рис. 2.24). Используем транзистор с каналом n-типа.


    Для используемого транзистора начальное напряжение ииз должно быть положительным (p-n-переход должен находиться под запирающим напряжением). С целью по­лучения этого напряжения в цепь истока включают рези­стор Rи, на котором возникает падение напряжения иRи от протекания по нему начального тока истока Iин. Напря­жение иRи через резистор R3 передается на затвор. Так как ток затвора полевого транзистора пренебрежимо мал, па­дение напряжения на сопротивлении R3практически рав­но нулю, поэтому ииз = иRи .Рассмотренную схему обес­печения начального режима работы называют схемой с автоматическим смещением.

    Пусть задан начальный ток стока ( Icн = Iин) и началь­ное напряжение Uизнмежду истоком и затвором. Тогда со­противление Rи следует выбрать из соотношения





    Сопротивление R3обычно выбирают порядка 1 МОм.

    Полезно отметить, что рассматриваемая схема обеспе­чения начального режима работы характеризуется повы­шенной стабильностью. Если по каким-либо причинам начальный ток стока Iсн начнет увеличиваться, то это при­ведет к увеличению напряжений URи и Uиз, что будет пре­пятствовать значительному увеличению тока Iсн.

    Модуль коэффициента усиления каскада в области средних частот определяется равенством

    где S — статическая крутизна характеристики полевого транзистора, определяемая по справочникам. Назначение конденсаторов С12 и С4 аналогично на­значению соответствующих конденсаторов RC— усили­теля на биполярном транзисторе.

    Частотные характеристики рассматриваемого усилите­ля подобны частотным характеристикам RCусилителя на биполярном транзисторе.
    1   ...   5   6   7   8   9   10   11   12   ...   17


    написать администратору сайта