2.5. ЛИНЕЙНЫЕ СХЕМЫ НА ОСНОВЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ (ОУ)
Как уже отмечалось, операционные усилители в настоящее время используются в самых различных электронных устройствах. Их широко применяют как в аналоговых, так и в импульсных устройствах электроники. В то же время существуют и часто используются типовые линейные схемы на основе операционных усилителей. Такие типовые схемы должен знать каждый инженер, использующий электронные устройства. Именно такие схемы рассматриваются ниже.
Очень полезно овладеть достаточно простыми приемами ручного анализа электронных схем на основе операционных усилителей. Это значительно облегчит понимание принципа действия конкретных устройств электроники и будет способствовать получению достоверных результатов машинного анализа. Указанные приемы анализа основаны на ряде допущений, принимаемых в предположении, что используемые операционные усилители достаточно близки к идеальным. Практика расчетов показывает, что результаты, получаемые на основе допущений, имеют вполне приемлемую погрешность.
Примем следующие допущения:
Входное сопротивление операционного усилителя равно бесконечности, токи входных электродов равны нулю (Rвх->∞, i+=i-.).
Выходное сопротивление операционного усилителя равно нулю, т. е. операционный усилитель со стороны выхода является идеальным источником напряжения (Rвых=0).
Коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления дифференциального сигнала) равен бесконечности, а дифференциальный сигнал в режиме усиления равен нулю (при этом не допускается закорачивания выводов операционного усилителя).
В режиме насыщения напряжение на выходе равно по модулю напряжению питания, а знак определяется полярностью входного напряжения. Полезно обратить внимание на тот факт, что в режиме насыщения дифференциальный сигнал нельзя всегда считать равным нулю.
Синфазный сигнал не действует на операционный усилитель.
Напряжение смещения нуля равно нулю.
2.5.1. Инвертирующий усилитель на основе ОУ
Рассмотрим схему инвертирующего усилителя (рис. 2.25), из которой видно, что в ней действует параллельная
обратная связь по напряжению. Так как i- = 0, то в соответствии с первым законом Кирхгофа i1 =i2.
Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда идиф= 0. В соответствии с этим на основании второго закона Кирхгофа получим
Учитывая, что i1 =i2, получаем ивых= -ивхR2/R1.
Таким образом, инвертирующий усилитель характеризуется коэффициентом усиления по напряжению, равным
Например, если R1=1kOm,R2 =10kOm, тогда
Для уменьшения влияния входных токов операционного усилителя на выходное напряжение в цепь неинвертирующего входа включают резистор с сопротивлением R3 (рис. 2.26), которое определяется из выражения
Входное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах значительно ниже собственного входного сопротивления операционного усилителя. Это полностью соответствует сделанному раннее выводу о том, что параллельная отрицательная обратная связь, имеющая место в схеме, уменьшает входное сопротивление. Учитывая, что идиф
0, легко заметить, что входное сопротивление усилителя на низких частотах приблизительно равно R1.
Выходное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах Reых.оссущественно меньше выходного сопротивления на низких частотах Reых собственно операционного усилителя. Это является следствием действия отрицательной обратной связи по напряжению.
Можно показать, что
где К— коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя.
2.5.2. Неинвертирующий усилитель на основе ОУ
Рассмотрим схему неинвертирующего усилителя (рис. 2.25), где имеет место последовательная отрицательная связь по напряжению. Вначале выполним анализ схемы,
используя принятые допущения, а затем выполним анализ на основе выражений, полученных для усилителя с указанной обратной связью.
В соответствии с ранее принятыми допущениями входные токи ОУ равны нулю, т. е. i_ = i+= 0 и, следовательно, i1=i2.
Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда Uдиф = 0, На основании второго закона Кирхгофа получаем
Далее имеем следующие выражения:
 Таким образом, неинвертирующий усилитель характеризуется коэффициентом усиления по напряжению  Воспользуемся общим выражением для коэффициента усиления усилителя, охваченного последовательной отрицательной обратной связью по напряжению. Предположим, что используется входной сигнал низкой частоты, и поэтому будем использовать вещественные коэффициенты К, βи Ки.ос. В соответствии с общим выражением  При К-»∞   Коэффициент β, как можно заметить из рис. 2.27, определяется выражением
Таким образом, при К -» ∞
что совпадает с результатом, полученным на основании используемых допущений.
Пусть, например, R1 = 2к0м, R2 = 4кОм и ивх=2В. Тогда
Обратимся к общим выражениям для входного и выходного сопротивлений. Предполагая, что усилитель работает на низкой частоте, используем вещественные сопротивления Rвх ,Rвх.ос ,
Rвых ,Rвых.ос .Получаем, что входное сопротивление рассматриваемого усилителя
п ричем при К -» ∞ Rвх.ос-»∞ •
Аналогично
Очевидно, при К -» ∞ Rвых—> 0. Заметим, что полученное выражение совпадает с приведенным выше выражением для усилителя с параллельной отрицательной обратной связью.
На входах операционного усилителя, использующегося в неинвертирующем усилителе, имеется синфазный сигнал, равный напряжению ивх. Это недостаток такого усилителя. В инвертирующем усилителе синфазный сигнал отсутствует.
2.5.3. Повторитель напряжения на основе ОУ
Схема повторителя (рис. 2.28) легко может быть получена из схемы неинвертирующего усилителя при
R1—» ∞, R2—» 0. Здесь предполагается, что операционный усилитель работает в режиме усиления (идиф
0). Исходя из полученного выше общего выражения для напряжения ивыхили используя второй закон Кирхгофа, получаем
ивых =ивх.
2.5.4. Сумматор напряжений
(инвертирующий сумматор)
 Рассмотрим схему сумматора, приведенную на рис. 2.29.
Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда идиф
0.
Учитывая, что i_ =i+=0, получим
При идиф
0 получим
На основании этих выражений после несложных преобразований, аналогичных выполненным для инвертирующего усилителя, получаем
Для уменьшения влияния входных токов операционного усилителя в цепь неинвертирующего входа включают резистор с сопротивлением
Rэ= R1,//R2//...//Rn//Rос
2.5.5. Вычитающий усилитель
(усилитель с дифференциальным входом)
В вычитающем усилителе (рис. 2.30) один входной сигнал подается на инвертирующий вход, а второй — на неинвертирующий. Предположим, что операционный усилитель работает в линейном режиме. Тогда все устройство можно считать линейным и для анализа использовать принцип суперпозиции (наложения).
Предположим, чтоuвх2 = 0, тогда соответствующее выходное напряжение и'выхбудет определяться выражением, соответствующим инвертирующему усилителю:
Определим напряжение на выходе и'вых ,если ивх1= 0. Для оценки воздействия напряжения ивх2целесообразно выполнить, на основе теоремы об эквивалентном генераторе, преобразование цепи, подключенной к неинверти-рующему входу (рис. 2.31),
 Как следует из указанной теоремы,  В рассматриваемом случае напряжение на выходе и'вых будет определяться выражением, соответствующим неин-вертирующему усилителю:  В соответствии с принципом суперпозиции, общее напряжение на выходе ивыхопределяется из выражения  при Rl=R2=R3=R4ивых = ивх2 - ивх1.
2.5.6. Схемы с диодами
и стабилитронами на основе ОУ
Рассматриваемые схемы являются нелинейными, так как содержат нелинейные элементы — диоды и стабилитроны. Однако часто такие схемы анализируют, без использования ЭВМ, как линейные. При этом часто диоды и стабилитроны считают идеальными и заменяют открытые диоды и стабилитроны закоротками, запертые диоды и стабилитроны — разрывами, а стабилитроны, работающие в режиме пробоя, — источниками напряжения.
При использовании подобных способов линеаризации нелинейных схем основная проблема состоит в том, чтобы перед анализом определить, в каком режиме работает каждый нелинейный элемент. Здесь большую помощь может оказать опыт анализа подобных схем. Пусть сделано некоторое предположение о состоянии нелинейных элементов (например, предполагается, что первый диод открыт, второй закрыт и т. д.). Тогда после анализа схемы, выполненного на основе этого предположения, необходимо проверить его правильность. Например, необходимо убедиться, что через предположительно открытый диод, замененный закороткой, ток протекает в прямом направлении. При машинном анализе схемы, подобные рассматриваемым, анализируются как нелинейные.
Для примера выполним анализ схемы на рис. 2.32, предполагая, что диоды — идеальные. Пусть вначале
ивх = 1В. Если диод D1 открыт (заменяем его закороткой), а диод D2 — закрыт (заменим его разрывом), то получим эквивалентную схему, приведенную на рис. 2.33. Из данной схемы следует, что
  
Проверим правильность сделанного предположения, для чего определим ток iD1диода D1 и напряжение uD2 диода D2. Используя допущение о том, что идиф= 0, получаем uD2= —2 В и iD1= 0,2 мА. Так как напряжение на диоде D2 отрицательное, а ток через диод D1 положителен, можно утверждать, что предположение было правильным.
Пусть теперь ивх=-1В. Предположим, что диод D1 закрыт, а диод D2 открыт. Тогда получим эквивалентную схему, приведенную на рис. 2.34, из которой получаем, что
Для проверки правильности сделанного предположения определим iD2:
Очевидно, что иD1 = 0. Полученные результаты позволяют утверждать, что предположение было правильным.
2.6. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилитель называют усилителем постоянного тока (УПТ), если он может усиливать постоянные и медленно изменяющиеся сигналы. Такой усилитель может использоваться и для усиления переменных сигналов.
Выше рассмотрены операционные усилители, являющиеся усилителями постоянного тока. Но внутреннее устройство операционных усилителей не рассматривалось.
Для того, чтобы постоянные или медленно изменяющиеся сигналы могли быть переданы с входа усилителя на его выход, должны использоваться только гальванические связи между отдельными частями усилителя или эти сигналы должны быть преобразованы в переменные. Полученные переменные сигналы могут быть усилены с помощью усилителей переменного тока, в которых гальванические связи разорваны с помощью конденсаторов или трансформаторов. После усиления переменные сигналы должны быть преобразованы в постоянные или медленно изменяющиеся.
При построении УПТ с использованием гальванической связи между каскадами получают УПТ, которому присуще такое вредное явление, как дрейф нуля. Под дрейфом нуля понимают самопроизвольное изменение выходного напряжения при неизменном нулевом входном. Основными причинами дрейфа нуля усилителя являются: изменение параметров элементов схемы, прежде всего транзисторов, за счет изменения температуры окружающей среды; изменение питающих напряжений; постоянное изменение параметров активных и пассивных элементов схемы, вызванное их старением. Сигнал дрейфа нуля может быть соизмерим с полезным сигналом, поэтому при построении УПТ принимают меры по снижению дрейфа нуля. Основными мерами снижения дрейфа являются жесткая стабилизация источников питания усилителей, использование отрицательных обратных связей, применение балансных компенсационных схем УПТ, использование элементов с нелинейной зависимостью параметров от температуры для компенсации температурного дрейфа, применение УПТ с промежуточным преобразованием и др.
Важным вопросом при построении УПТ является также согласование потенциалов соседних каскадов, согласование источника входного сигнала с УПТ, а также подклю
чение нагрузки к УПТ таким образом, чтобы при нулевом входном напряжении, напряжение на нагрузке было также равно нулю. Поэтому простейшие УПТ, состоящие из
нескольких каскадов, включенных последовательно и соединенных гальванической (непосредственной) связью, даже при условии согласования потенциалов обладают
рядом недостатков, главным из которых является дрейф нуля.
Таким образом, для устранения отмеченных выше недостатков УПТ строят в виде параллельно-балансных каскадов, представляющих собой сбалансированный мост, в одно плечо которого включена нагрузка, а в другое — источник питания. Схема такого УПТ приведена на рис. 2.35.
Коллекторные сопротивления RK1и RK2, транзисторы Т1 и Т2, резистор Rэобразуют мост, к одной диагонали которого подключен источник питания ЕK, а в другую диагональ — между коллекторами транзисторов — включается нагрузка.
При нулевых входных сигналах и полной симметрии схемы (RK1 = Rк2, T1 и Т2 одинаковы) потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы и ивых, равное ик1 — ик2, равно нулю. Высокая стабильность схемы объясняется тем, что при изменении напряжения источника питания или при одинаковых изменениях параметров транзисторов (например, за счет температуры) потенциалы обоих коллекторов получают равные приращения и, следовательно, выходное напряжение остается равным нулю. В реальных схемах всегда имеется некоторая несимметрия плеч и существует некоторый дрейф нуля, хотя он и значительно меньше, чем в других схемах. Входной сигнал в этой схеме может подаваться либо между базами, либо на одну из баз при фиксированном потенциале другой.
Представив Rэ в виде двух параллельно соединенных сопротивлений удвоенной величины (см. пунктир на рис. 2.35), можно увидеть, что рассматриваемый УПТ представляет собой два каскада с эмиттерной стабилизацией, объединенных соответствующим образом (см. вертикальные разделительные линии). Включив последовательно с Rэдополнительный источник Еэ, можно обеспечить такой начальный режим работы транзисторов, при котором потенциалы входов равны нулю и, следовательно, возможно убрать из схемы сопротивления делителей R1 ,R2, R3, R4 .В результате получится схема дифференциального усилителя.
2.6.1. Дифференциальный усилитель на биполярных транзисторах
Схема дифференциального усилителя представлена на рис. 2.36. Как и при анализе операционного усилителя, при рассмотрении дифференциального усилителя широко используют дифференциальное входное напряжение ивх.диф и синфазное входное напряжение ивх.синф .Эти понятия при обращении к операционному усилителю используют потому, что в качестве его входного каскада применяется дифференциальный усилитель. Дифференциальное входное напряжение определяется выражением
ивх.диф =ивх2-ивх1
Пусть ивх.диф= 0, тогда ивх.синф=ивх1 =ивх2. Напряжение ивых.диф называют выходным дифференциальным сигналом, причем ивых.диф= ик1 — ик2.
Основная идея, реализованная в дифференциальном каскаде, как это было показано выше, состоит в использовании в одном целом двух совершенно одинаковых половин. Эта идея достаточно часто применяется в электронике.
Использование двух одинаковых половин приводит к тому, что выходное напряжение ивых.дифочень слабо зависит от входного синфазного напряжения и практичес-
ки определяется только напряжением ивх.диф. Усилитель называют дифференциальным потому, что ивых.дифпропорционально напряжению ивх.диф (пропорционально разности напряжений ивх1 и ивх2) Другие дестабилизирующие факторы, кроме синфазного напряжения, также оказывают слабое влияние на величину ивх.диф.
Если увеличилась температура и возросли тепловые токи I'ко1 иI`ко2соответственно транзисторов T1 и Т2, то из-за изменения напряжений uRK1и uRK2 на резисторах RK1, и RK2 изменяются напряжения ик1 и ик2. Если сопротивления RK1и RK2равны, а изменения токов I'iolи I`ко2одинаковы, то напряжение ивых.дифне изменится.
Допустим, что ток i0 является неизменным, а схема полностью симметрична и идиф= 0, тогда iк1 = iк2
i0/2, так как ток коллектора каждого транзистора примерно равен току эмиттера. В случае изменения входного синфазного сигнала токи iKlи iK2не изменяются и поэтому не изменяются напряжения ик1и ик2, не говоря уже о напряжении ивых.диф.В соответствии с этим в реальных усилителях вместо резистора Rэ и источника напряжения Еэчасто для ослабления влияния синфазного сигнала используют ту или иную схему на транзисторах, которая выполняет функцию источника тока. Эту схему при анализе обычно заменяют источником тока (на рис. 2.36 пунктир).
В интегральных схемах области полупроводника, соответствующие транзисторам, располагают очень близко друг от друга. Поэтому параметры транзисторов оказываются очень близкими, что обеспечивает симметрию дифференциального усилителя.
Рассмотрим кратко процессы, происходящие в усилителе при поступлении на его вход положительного сигнала ивх.диф . При увеличении этого сигнала, во-первых, увеличиваются ток базы и ток коллектора транзистора Т2. Это приводит к увеличению напряжения иRK2и уменьшению
напряжения ик2. Во-вторых, уменьшаются ток базы и ток коллектора транзистора Т,. Это приводит к уменьшению напряжения uRK1и увеличению напряжения ик1. В результате напряжение ивых.дифувеличивается. Если напряжение ивх.дифчрезмерно велико, то транзистор Т2 может войти в режим насыщения, а транзистор T1 — в режим отсечки. При отрицательном напряжении ивх.дифтранзисторы меняются ролями.
На практике широко используются также дифференциальные усилители на полевых транзисторах.
Проведем количественный анализ рассмотренного выше усилителя (рис. 2.36). Пусть идиф = 0 и установлен фиксированный ток i0. Обозначим через bст1 ,bст2статические коэффициенты передачи тока базы, а через b1 ,b2 динамические коэффициенты соответственно для транзисторов Т1 и Т2. Если bст1= bст2 = bст,,b1=b2= b, тогда в начальном режиме
Допустим, RK1 =RK2 = RK, тогда
В частности, если
Такой начальный режим работы обеспечивает максимально возможный диапазон изменения напряжений uк1,
uк2 и ивых.диф (-ЕК...+ ЕК).
Определим коэффициент усиления по напряжению для дифференциального сигнала Кдиф. Под воздействием входного дифференциального напряжения ивх.дифтоки i61и i62получили приращения, модуль которых обозначим через |Δi6|. Если ивх.диф>0, то приращение тока i62
будет положительным, а тока i6l— отрицательным. Если в эквивалентной схеме транзистора учитывать сопротивление rэи не учитывать сопротивление rб, то
Нетрудно заметить, что
С учетом выражений для ивх.дифи ивых.диф получим
К ак известно, при увеличении начального тока в цепи эмиттера величина rэ уменьшается, а при уменьшении увеличивается. Поэтому при увеличении тока i0коэффициент Кдифувеличивается. Это позволяет изменять коэффициент усиления, изменяя начальный режим работы усилителя.
2.6.2. Усилитель постоянного тока с модуляцией и демодуляцией (усилитель типа МДМ)
В усилителях рассматриваемого типа входной постоянный или медленно изменяющийся сигнал, как уже отмечалось, преобразуется (модулируется) в переменный повышенной частоты. Полученный сигнал усиливается с помощью усилителя переменного напряжения, а затем вновь преобразуется (демодулируется) в постоянный или медленно изменяющийся. Частота переменного напряжения часто составляет десятки килогерц.
Структурная схема усилителя типа МДМ приведена на рис. 2.37. Модулятор преобразует постоянный или медленно изменяющийся входной сигнал в переменное напряжение с частотой foп, определяемой генератором опорного напряжения, и амплитудой, пропорциональной входному сигналу. Переменное напряжение uм с выхода модулятора поступает на вход низкочастотного усилителя переменного тока. Демодулятор — фазочувствительный выпрямитель — преобразует переменное напряжение в постоянное, причем величина постоянного напряжения пропорциональна амплитуде переменного напряжения, а следовательно, пропорциональна входному сигналу.
Временные диаграммы указанных на схеме напряжений, поясняющие работу усилителя, приведены на рис. 2.38.
Вследствие того, что в усилителях типа МДМ разорваны гальванические связи между каскадами, удается достичь
 
высокого качества усиления, так как дрейф нуля в данной схеме отсутствует. Такие усилители могут использоваться в высокоточных (прецизионных) устройствах. Еще одним достоинством усилителей типа МДМ является возможность изолировать с помощью трансформатора входную и выходную части. Изолирующие усилители широко используются, к примеру, в медицинской электронике.
2.7. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
(мощные выходные усилители)
Усилителем мощности называют усилитель, предназначенный для обеспечения заданной мощности нагрузки Рн при заданном сопротивлении нагрузки RH. Усилитель мощности является примером устройств силовой электроники. Основная цель при разработке таких устройств состоит в том, чтобы отдать нагрузке заданную мощность.
В противоположность устройствам силовой электроники при проектировании устройств информативной (информационной) электроники основная цель состоит в том, чтобы выполнить заданную обработку сигнала и получить выходные сигналы, содержащие ту или иную информацию о входных. В качестве примера можно назвать устройства, определяющие, в какой момент времени входной сигнал принимает максимальное значение. В устройствах информативной электроники, как правило, стремятся снизить мощность обрабатываемых сигналов до такого уровня, при котором помехоустойчивость устройства еще приемлема. В устройствах силовой электроники такую задачу в соответствии с изложенным нельзя ставить в принципе.
Реальное устройство может содержать черты как силовой, так и информативной электроники, но об указанном различии следует постоянно помнить. Необходимо отметить, что функции устройств информативной электроники все чаще берут на себя микропроцессоры. Но микропроцессоры, естественно, не в состоянии выполнять функции устройств силовой электроники.
На усилитель мощности, как правило, приходится подавляющая часть мощности, потребляемая тем устройством, составной частью которого он является. Поэтому всемерное внимание уделяется повышению коэффициента полезного действия усилителя мощности. Другой важной проблемой является уменьшение габаритных размеров и веса усилителя мощности, так как они часто определяют габаритные размеры и вес всего устройства. Проблемы повышения коэффициента полезного действия и уменьшения габаритных размеров тесно связаны, потому что габаритные размеры и вес усилителя сильно зависят от габаритных размеров и веса охладителей. Чем больше коэффициент полезного действия, тем меньше габаритные размеры и вес усилителя.
Транзисторы усилителей мощности работают в режиме большого сигнала, когда амплитуды переменных составляющих токов и напряжений достаточно велики. При этом заметно проявляются нелинейные свойства транзисторов и возникают нелинейные искажения входного сигнала. С другой стороны, обычно не допускается, чтобы выходной сигнал был сильно искаженным.
Уровень нелинейных искажений и КПД усилителя мощности существенно зависят от начального режима работы, причем нелинейные искажения обусловливаются нелинейностью не только входных, но и выходных характеристик транзисторов, так как они работают в режиме большого сигнала. Минимально возможный уровень нелинейных искажений можно обеспечить в режиме класса А, а максимально возможный КПД — в режиме классов В или АВ.
Усилители мощности бывают однотактные и двухтактные, причем первые работают в режиме класса А, а вторые — в режиме классов В или АВ. Однотактные усилители мощности применяются при относительно малых выходных мощностях (единицы ватт).
В соответствии с требованием обеспечить заданную мощность нагрузки Рн при разработке усилителя мощности должен быть решен вопрос о соответствующем выборе напряжения питания усилителя Е. Предположим, что усилитель с указанным напряжением питания может создать на нагрузке синусоидальный сигнал с максимально возможной амплитудой напряжения
Тогда максимально возможная мощность нагрузки Рнмакс определится выражением
откуда
Если по каким-либо причинам выбрать полученное значение Е не представляется возможным, для согласования усилителя и нагрузки можно использовать трансформатор. Однако трансформатор часто является нежелательным элементом усилителя мощности, так как это сравнительно дорогое и сложное в изготовлении устройство.
Р ассмотрим согласование нагрузки и усилителя с помощью трансформатора (рис. 2.39). Через W1 и W2 обозначено соответственно количество витков первичной и вторичной обмоток трансформатора, а через uвых и Rвых— соответственно выходное напряжение и выходное сопротивление усилителя.
При определении мощности нагрузки эту схему можно заменить эквивалентной схемой, приведенной на рис. 2.40. В ней через R'Hобозначено приведенное сопротивление нагрузки  где n — коэффициент трансформации (n=W2/W1)
Изменяя коэффициент трансформации, можно добиться необходимого согласования усилителя и нагрузки, причем известно, что максимальная мощность в нагрузку отдается при Rвых=R'H- Отсюда определим оптимальное значение коэффициента трансформации:
2.7.1. Трансформаторные усилители мощности
Рассмотрим однотактный усилитель мощности, в котором трансформатор включен по схеме с ОЭ (рис. 2.41). Трансформаторы ТР1 и ТР2 предназначены для согласования
нагрузки и выходного сопротивления усилителя и входного сопротивления усилителя с сопротивлением источника входного сигнала соответственно. Элементы Rи D обеспечивают начальный режим работы транзистора, а С увеличивает переменную составляющую, поступающую на транзистор Т.
 Для анализа схемы изобразим семейство выходных характеристик транзистора, линии нагрузки и временные диаграммы (рис. 2.42). Линия 1 — это линия нагрузки по постоянному току, выходящая из точки, соответствующей Ек, а наклон ее определяется омическим сопротивлением первичной обмотки трансформатора ТР2. Точка 0 является начальной рабочей точкой транзистора. Через нее проходит линия нагрузки по переменному току 2, наклон которой определяется приведенным сопротивлением
построений следует, что напряжение на транзисторе может достигать почти удвоенной величины Ек.
Проведем количественный анализ рассматриваемой схемы:
где Р'н — выходная, мощность, приведенная к первичной обмотке трансформатора ТР2;
где ηТР- КПД ТР2 (цТР= 0,75 - 0,95).
М ощность, потребляемая усилителем от источника питания PПОТР=ЕкIкн . Следовательно, КПД усилителя
Для идеального усилителя Uкт= Ек,Iкт = Iкн, ηТР= 1, а следовательно, теоретический КПД усилителя ηТеоР= = 0,5. Реальный же КПД
Рассмотрим двухтактный усилитель мощности (рис. 2.43). Транзисторы могут быть включены по схеме либо с ОЭ (рис. 2.43, а), либо с ОБ (рис. 2.43, б).
Обе схемы могут работать в режиме класса В (резисторы R1и R2не используются) либо в режимах классов АВ или А (резисторы R1и R2обеспечивают соответствующий начальный режим работы транзисторов).
Временные диаграммы, соответствующие классу В (рис. 2.44), показывают, что двухтактный усилитель можно рассматривать как две независимые схемы, работающие поочередно, каждая в течение полупериода входного сигнала. Проведем количественный анализ двухтактного усилителя, работающего в режиме класса В при включении транзисторов по схеме с общей базой (рис. 2.43, б). Средний ток (постоянная составляющая) каждого из тран-зисторов с учетом обратного тока Iк0
 Таким образом, ток и мощность, потребляемые усилителем от источника тока, соответственно равны:
Il=Iкm+nIкo.
Так же, как это делалось ранее для однотактного усилителя мощности, определим
а
Следовательно, КПД двухтактного усилителя мощности в режиме класса В
Для идеального усилителя Uкm = Ек ,Iкm = 11, ηТР = 1, а
следовательно, теоретический КПД ηТЕОР= π/4=0,78. Реальный же КПД составляет 0,6 - 0,7.
Поскольку трансформатор является нежелательным элементом усилителей мощности, так как имеет большие габариты и вес, относительно сложен в изготовлении, то в настоящее время наибольшее распространение находят бестрансформаторные усилители мощности.
2.7.2. Бестрансформаторные усилители мощности
Рассмотрим двухтактный усилитель мощности на биполярных транзисторах различного типа проводимости (комплементарный эмиттерный повторитель, усилитель с дополнительной симметрией) (рис. 2.45). Транзисторы усилителя работают в режиме класса В. При поступлении
на вход усилителя положительной полуволны напряжения ивх транзистор Т1 работает в режиме усиления, а транзистор Т2 — в режиме отсечки. При поступлении отрицательной полуволны транзисторы меняются ролями. Так как напряжение между базой и эмиттером открытого транзистора мало (около 0,7 В), напряжение ивыхблизко к напряжению ивх. Однако выходное напряжение оказывается искаженным из-за влияния нелинейностей входных характеристик транзисторов. Для рассматриваемого усилителя максимально возможная амплитуда напряжения на нагрузке Umравна Е. Поэтому максимально возможная мощность нагрузки определяется выражением
Можно показать, что при максимальной мощности нагрузки усилитель потребляет от источников питания мощность, определяемую выражением
 О  тсюда получаем максимально возможный коэффициент полезного действия усилителя Для уменьшения нелинейных искажений обеспечивают некоторое начальное смещение на входах транзисторов и тем самым переводят их в режим класса АВ (рис. 2.46). При этом коэффициент полезного действия несколько уменьшается.  Рассмотрим двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем (рис. 2.47). В схеме использована общая отрицательная обратная связь (резисторы R1и R2), охватьшающая оба каскада (на операционном усилителе и на биполярных транзисторах), благодаря которой схема создает настолько малые нелинейные искажения, что часто  не требует дополнительных цепей смещения для каскада на транзисторах T 1 и Т 2. Поскольку напряжение на нагрузке RHпримерно равно напряжению на выходе ОУ, то мощность на выходе всего усилителя ограничивается выходным напряжением ОУ. |
Скачать 7.57 Mb.