Руководство по применению IGBT и IPM. Руководство по применению биполярных транзисторов с изолированным затвором
 Скачать 1.65 Mb.
|
|
М И Т С У Б И С И Руководство по применению биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) и “разумных” силовых модулей (IPM) третьего поколения. Пер. с англ. языка под. ред. В.А. Павловского. Перевод Г.В. Болотовой. Техн. ред. Г.А. Новиньков. Киев, 1997 г.  - 3 – Содержание 1. ВВЕДЕНИЕ. 6 2. Общие положения для IGBT и “разумных” силовых модулей 8 2.1. Система нумерации 9 2.2. Проектирование силовой цепи 10 2.2.1. Всплеск напряжения при выключении 10 2.2.2. Всплеск при восстановлении рекуперационного диода 12 2.2.3. Совместные контуры заземления 13 2.2.4. Снижение индуктивности силовой цепи 14 2.3. Проектирование снаббера 16 2.3.1. Типы снабберов 17 2.3.2. Влияние паразитной индуктивности снаббера 18 2.3.3. Влияние паразитной индуктивности шины 20 2.3.4. Рекомендации для силовых цепей и снабберов 20 2.4. Расчет теплового режима 22 2.4.1. Определение потерь мощности 23 2.4.3. Определение средней температуры p - n перехода 28 2.4.4. Определение переходного подъема температуры p - n перехода 30 2.4.5. Монтаж теплоотвода 31 2.4.6. Циклические изменения мощности 33 2.5. Надежность 34 2.5.1. Введение 34 2.5.2. Обзор надежности полупроводниковых устройств 35 2.5.3. О гарантии качества 39 2.5.4. Проверка надежности 44 2.5.5. Анализ отказов 49 2.5.6. Уменьшение номинальных или максимально допустимых значений и прогнозирование надежности 50 2.5.7. Заключение 50 - 4 – 3. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ МОДУЛЕЙ IGBT 54 3.1. Структура и работа модуля IGBT 54 3.1.1. Силиконовая структура 56 3.1.2. Работа устройства 56 3.1.4. Компоновка модулей 59 3.2. Номинальные значения параметров и характеристик IGBT модулей 61 3.2.1. Максимальные регламентированные значения 61 3.2.2. Электрические характеристики 63 3.2.3. Тепловое сопротивление 65 3.2.4. Схемы и условия проверки 65 3.3. Область безопасной работы 66 3.3.1. Область безопасной работы при выключении IGBT 66 3.3.2. Область безопасной работы при коротком замыкании 69 3.4. Кривые рабочих характеристик 73 3.4.1. Выходные характеристики 73 3.4.2. Напряжение насыщения коллектор - эмиттер 74 3.4.3. Емкость устройства 75 3.4.4. Заряд на затворе 75 3.4.5. Характеристики переключений 76 3.4.6. Характеристики рекуперационного диода 77 3.4.7. Переходный тепловой импеданс 79 3.5.Выбор IGBT 80 3.6. Управление затвором модуля IGBT 82 3.6.1. Напряжение управления затвором 83 3.6.2. Резистор RG в цепи затвора 84 3.6.3. Требования к мощности цепей управления затвором 87 3.6.4. Рекомендации по монтажу цепей управления затвором 88 3.7. Защита модулей IGBT 90 3.7.1. Защита от dv/dt 90 3.7.2. Защита от короткого замыкания 92 3.7.3. Меры предосторожности при работе с IGBT 95 3.8. Параллельное включение IGBT 95 5 – 4. ПРИМЕНЕНИЕ “РАЗУМНЫХ” СИЛОВЫХ МОДУЛЕЙ (IPM) 99 4.1. Конструкция “разумных” силовых модулей 100 4.1.1. Многослойная эпокси-конструкция 101 4.1.2. Непосредственносвязующая медная конструкция 102 4.1.3. Преимущества “разумных” силовых модулей 105 4.2. Регламентированные значения параметров и характеристик IPM 105 4.2.1. Максимальные регламентированные значения 106 4.2.2. Тепловое сопротивление 109 4.2.4. Рекомендуемые условия работы 113 4.2.5. Схемы и условия проверки 114 4.3. Область безопасной работы 117 4.3.1. Область безопасной работы при переключениях 117 4.3.2. Область безопасной работы (SOA) при коротком замыкании 118 4.4. Встроенная защита IPM 120 4.4.1. Особенности встроенной защиты 120 4.4.2. Защита от понижения напряжения электропитания схемы управления (UV) 121 4.4.3. Защита от превышения температуры 122 4.4.4. Защита от перегрузки по току 123 4.4.5. Защита от короткого замыкания (SC) 125 4.5. Выбор IPM 128 4.6. Электропитание цепей управления 130 4.6.1. Мощность, потребляемая цепями управления IPM 130 4.6.2. Указания по монтажу 132 4.6.3. Конфигурация схемы 133 4.7. Схемы интерфейса 135 4.7.1. Требования к схемам интерфейса 135 4.7.2. Указания по разводке схем 136 4.7.3. Входные и выходные цепи IPM 138 4.7.4. Подключение схемы интерфейса 139 4.7.5. “Мертвое” время (tdead) 141 4.7.6. Использование сигнала неисправности на выходе FO 142 - 6 - 1. ВВЕДЕНИЕ. Внедрение МОП технологии (металл - окисел - полупроводник) в область производства силовых полупроводников позволило создать принципиально новые устройства с уникальными свойствами. Особый интерес представляют биполярные транзисторы с изолированным зат- вором (IGBT), которые в настояще время начинают оказывать сущест- венное влияние на построение силовых электронных систем, предназ- наченных для промышленного, потребительского и военного примене- ний. Из рисунка 1.1. видно, что ожидается использование модулей IGBT взамен модулей MOSFET и биполярных дарлингтоновских модулей, так как они хорошо работают с “жестким” переключением на частотах до 20 кГц и с “мягким” переключением - на более высоких частотах. Они также захватывают область частот ниже диапазона 1 - 10 кГц при мощности 1 МВт, где прежде преобладали биполярные транзистор- ные модули. Развитие IGBT позволило осуществить давнее стремление встро- ить цепи управления и защиты внутрь силового модуля и привело к появлению “разумных” силовых модулей. . - 7 -  Рис. 1.1. Применение в силовых устройствах 1 - мощность (ВА) 2 - рабочая частота (Гц) 3 - электровозы 4 - системы гарантированного (бесперебойного) электропита- ния 5 - управление двигателем 6 - робот - сварочный аппарат 7 - СТО 8 - тиристор 9 - симистор 10 - сварочный аппарат прокат стали энергоснабжение для химического производства 11 - стиральная машина 12 - кондиционер воздуха 13 - холодильник 14 - электромобиль - 8 - 15 - ключевые источники электропитания 16 - видеомагнитофон источник питания для аудиоаппаратуры IGBT и “разумные” силовые модули (IPM) были разработаны для удовлетворения запроса потребителей получить “бесшумный” инвер- тор, работающий на частотах выше диапазона слышимости. Дополни- тельные требования включают применение более точных контроллеров систем автоматического регулирования, более высокую эффективность, компактность, низкий уровень помех систем бесперебойного электро- питания и т.п. “Разумные” силовые модули обеспечивают пользователя дополни- тельными преимуществами: миниатюризацией оборудования и ускорени- ем продажи изготовленного оборудования, т.к. IPM включают цепи управления затвором и цепи защиты от короткого замыкания, перег- рузки по току, повышенной температуры и блокировки затвора при понижении управляющего напряжения. Мы непрерывно совершенствуем наши модули, обеспечивая более эффективную работу, эксплуатацию в более жестких условиях и боль- ший срок службы. Наш отдел маркетинга постоянно стремится обеспе- чить новые потребности покупателей и области применения. Митсуби- си Электрик будет развивать и совершенствовать силовые полупро- водники для будущих применений. 2. Общие положения для IGBT и “разумных” силовых модулей IGBT H-серий и “разумные” силовые модули фирмы Митсубиси ба- зируются на передовых технологиях проектирования и изготовления IGBT и рекуперационных диодов третьего поколения. Общие принципы проектирования силовых цепей, снабберов и теплового режима, в ос- новном, одинаковы для обеих групп продукции. Данный раздел расс- матривает общие случаи применения. В следующем разделе каждая группа изделий будет представлена более подробно. - 9 - 2.1. Система нумерации (1) Устройства: CM - модули IGBT PM - “разумные” силовые модули (IPM) (2) Номинальный ток IC (в амперах) (3) Для IPM: H - одинарный D - двойной C - шесть в одном модуле R - семь в одном модуле (4) IGBT модули: H - одинарный D - двойной T - шесть в одном модуле E - электрический тормоз или прерыватель (5) Чертеж или подкласс (6) Для модулей IGBT: напряжение, VCES (Вольты) - 50 (т.е. напряжение U [B]/50 - прим. ред. перевода) кэ (7) Для IPM: напряжение, VCES (Вольты) - 10 (т.е. напряжение Uкэ [B]/50 - прим. ред. перевода) (8) Для модулей IGBT: H - модули IGBT H-серий - 10 - Примеры: CM 100 DY - 24 H ¦ ¦ ¦ ¦ ¦ (1) (2) (4) (5) (6) (8) CM 100 DY - 24H - 100 ампер, 1200 вольт, двойной модуль IGBT PM 600 H - SA 120 ¦ ¦ ¦ ¦ ¦ (1) (2) (3) (5) (7) PM 600 H SA 120 - 600 ампер, 1200 вольт, одинарный IPM 2.2. Проектирование силовой цепи 2.2.1. Всплеск напряжения при выключении Это перенапряжение, которое возникает, когда при выключении IGBT ток через него прерывается. Для исследования этого процесса рассмотрим полумостовую схему с индуктивной нагрузкой, показанную на рис. 2.1., и осциллограмму на рис. 2.2. На схеме рис.2.1. на верхний IGBT подано запирающее напряжение, а нижнее устройство включается и выключается последовательностью импульсов. Каждый раз при включении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке (IL) будет увеличиваться. При выключении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке не может измениться мгновенно. Он должен протекать через рекуперационный диод верхнего устройства. Когда нижнее устройство переходит во включенное состояние, ток нагрузки будет переключаться обратно в нижнее устройство и начнет снова инейно возрастать. Если бы схема была идеальной и не имела пара- зитной индуктивности, напряжение через нижнее устройство (VC2E2) при выключении увеличивалось бы до превышения над напряжением ши- ны электропитания (VСС) на величину падения напряжения на одном диоде. Затем рекуперационный диод верхнего устройства остановит дальнейшее увеличение напряжения. К сожалению, реальные силовые - 11 - цепи имеют паразитную индуктивность рассеяния. На рис. 2.1. ка- тушка индуктивности (Lp) подсоединена к полумостовой схеме для имитации влияния паразитной индуктивности шины. При выключении нижнего устройства индуктивность Lp препятствует коммутации тока нагрузки к рекуперационному устройству верхнего устройства. На катушке Lp появляется напряжение (Vp) равное Lp * di/dt, противо- действуя увеличению тока в шине. Полярность этого напряжения та- кова, что оно добавляется к постоянному напряжению шины и появля- ется на нижнем IGBT в виде всплеска напряжения. В некоторых слу- чаях всплеск напряжения может превысить регламентированное напря- жение VCES для IGBT и вызвать его выход из строя. В реальных при- менениях паразитная индуктивность (Lp) распределена вдоль силовой цепи, но ее влияние подобно описанному выше.  Рис. 2.1. Полумостовая схема с паразитной индуктивностью шины электропитания 1 - рекуперационный диод 2 - нагрузка 3 - управление затвором - 12 -  Рис. 2.2. Осциллограммы переключений полумостовой схемы 2.2.2. Всплеск при восстановлении рекуперационного диода При восстановлении рекуперационного диода может возникнуть перенапряжение, подобное перенапряжению при выключении IGBT. Предположим, что нижний IGBT на рис. 2.1. выключен и что ток наг- рузки (IL) протекает через рекуперационный диод верхнего IGBT. При включении нижнего устройства ток через рекуперационный диод верхнего устройства (IFWD) уменьшается, т.к. ток нагрузки начина- ет протекать через нижнее устройство, и становится отрицательным в течение обратного восстановления рекуперационного диода. Когда рекуперационный диод восстанавливается, ток в шине быстро умень- шается до нуля. Данная ситуация подобна процессу выключения, опи- санному в разделе 2.2.1. Паразитная индуктивность шины (Lp) вызы- вает перенапряжение, равное Lp * di/dt, противодействуя уменьше- нию тока. В этом случае скорость изменения тока di/dt относится к характеристике восстановления рекуперационного диода. Некоторые быстровосстанавливающиеся диоды могут развивать чрезвычайно высо- кие скорости di/dt восстановления, когда они “жестко” восстанав- иваются при быстром включении нижнего IGBT. Эти условия, обычно относящиеся к “мгновенному” восстановлению, могут вызвать очень высокие переходные напряжения. - 13 - 2.2.3. Совместные контуры заземления Совместные контуры заземления возникают тогда, когда возв- ратный ток цепей управления затвором протекает по тому же провод- нику, что и возвратный силовой ток. Во время переключений в пара- зитной индуктивности силовой цепи возникает напряжение из-за вы- сокой скорости изменения di/dt силового тока. Когда это происхо- дит, точки цепи, которые должны иметь потенциал “земли”, могут фактически иметь потенциал на несколько вольт выше. Это напряже- ние может появиться на затворах устройств, которые должны быть выключены, вызывая их включение. Для успешной борьбы с этой проб- емой требуется внимательное отношение разработчиков к управлению затвором и цепям управления. В случае использования больших моду- ей IGBT высокая скорость di/dt увеличивает трудность решения проблем, связанных с наличием совместного контура заземления. На рис. 2.3.а показана схема с изменением потенциала в совместном контуре заземления. В этой схеме возвратный ток цепи управления затвором проходит через шину (-) BUS силового питания. Эта схема пригодна для использования с низкотоковой сборкой из шести уст- ройств, потому что они имеют минимальную индуктивность в отрица- тельной шине и относительно низкую скорость di/dt силовой цепи. Однако даже в этом случае рекомендуется сильное выключающее сме- щение 5...15 В (в случае IPM отрицательное смещение не является необходимым). При более высоких рабочих токах, напряжения индуци- руемые в “земляной” шине при переключениях могут вызвать помехи в схеме на рис. 2.3а. На рис. 2.3б. показано рекомендуемое соедине- ние драйверов для нижнего плеча, использующих один источник электропитания цепей управления затвором. В этой схеме помехи, обусловленные совместным контуром заземления, сведены до минимума путем использования вспомогательных эмиттеров и развязывающих конденсаторов в цепи электропитания каждого драйвера. Такая схема пригодна для использования модулей с номинальным током до 200 А. На рис. 2.3с представлена схема, рекомендуемая для модулей IGBT с регламентированным током 300 А и более. В этой схеме с целью уст- ранения проблем, связанных с наличием совместного контура зазем- ения, для каждого драйвера в нижнем плече используются отдельные изолированные источники питания. . - 14 -  Рис. 2.3. Устранение помех, связанных с наличием совместного контура заземления. 2.2.4. Снижение индуктивности силовой цепи Энергия, вызывающая переходные напряжения в силовых цепях IGBT, пропорциональна 1/2 Lpi2 . Здесь Lp - паразитная индуктив- ность шины и i - рабочий ток. Важно помнить, что эта энергия про- порциональна квадрату рабочего тока. Следовательно, для устройств с большим током требуется малая индуктивность силовой цепи. Это представляет проблему для разработчиков схем IGBT, пото- му что физические размеры и тепловые характеристики этих устройс- тв диктуют необходимость применять в силовой цепи соединения длинными проводниками. В обычной силовой шине эти длинные выводы означают большую паразитную индуктивность, сильно усложняя проек- тирование снаббера. Для получения малой индуктивности шины в слу- чае больших токов требуется специальная конструкция шины. Напри- мер слоистые шины, состоящие из чередующихся медных пластин и изоляционных слоев, могут быть сконструированы с очень низкой ин- дуктивностью. В этих шинах широкие пластины, разделенные изолиру- ющими слоями, используются для положительного и отрицательного - 15 - выводов. Широкие пластины значительно уменьшают паразитную индук- тивность в силовой цепи. Для получения минимально возможной ин- дуктивности шины применяют широкие положительные и отрицательные пластины силовой шины для соединения IGBT с батареей конденсато- ров силового выпрямителя. На рис. 2.4. показано в разрезе плечо инвертора, сконструированного с использованием слоистой шины. В этой конструкции индуктивность соединения между выводами Е1 и С2 минимизирована путем использования еще одной широкой пластины. На рис. 2.5. показан пример монтажа большого трехфазного инвертора. На этом рисунке также показана большая плата для последовательно- го соединения конденсаторов силового выпрямителя при напряжении 460 В переменного тока.  Рис. 2.4. Вид в разрезе силовой шины слоистой конструкции 1 - печатная плата со схемой управления затвором; 2 - к конденсаторам силового выпрямителя; 3 - печатный монтаж снаббера; 4 - медная прокладка; 5 - толщина пластин силовых шин для наглядности увеличена с целью показать детали; 6 - соединение выводов Е1 и С2; 7 - изолирующие слои; 8 - шина (+); 9 - шина (-). - 16 - 2.3. Проектирование снаббера Цепи снаббера (демпфирующие цепи) обычно используются для уменьшения всплесков напряжения при выключении транзистора и восстановлении рекуперационного диода. В некоторых случаях цепи снаббера используются в силовых устройствах для снижения потерь при переключениях. Общие рекомендации для снабберов дать невоз- можно, потому что тип требуемого снаббера и значения компонентов в большой степени зависят от монтажа силовой цепи. Кроме того, при выборе лучшего снаббера для конкретного применения должны учитываться такие факторы, как стоимость и рабочая частота. Функция снабберов IGBT отличается от снабберов классических биполярных транзисторов в двух моментах. Во-первых, IGBT Н-серий имеют большую область безопасной работы при переключениях. Данный снаббер не требует защиты от нарушений размеров RBSOA, как это было с дарлингтоновскими транзисторами. Для такого снаббера необ- ходимо только управлять переходными напряжениями. Во-вторых, IGBT часто работают при значительно более высоких частотах, чем дар- ингтоновские транзисторы. При этом снабберы, которые разряжаются через данное устройство в каждом цикле переключения, рассеивают чересчур большую мощность. - 17 -  Рис. 2.5. Пример монтажа мощного трехфазного инвертора 1 - (+) и (-) - “сандвич” силовой шины; 2 - верхние пластины с выходными выводами; 3 - модуль IGBT; 4 - печатная плата для драйверов верхнего плеча; 5 - печатная плата для драйверов нижнего плеча; 6 - конденсаторы силового выпрямителя; 7 - верхняя плата для последовательного соединения конденса- торов силового выпрямителя при напряжении 460 В перемен- ного тока. 2.3.1. Типы снабберов На рис. 2.6. представлены три типовых схемы снабберов для IGBT. Схема снаббера “А” состоит из одного конденсатора с низкой индуктивностью, соединенного между С1 и Е2 на маленьком модуле IGBT или между P и N на сборке из шести модулей. В маломощных схемах снаббер этого типа часто обеспечивает эффективный и недо- рогой метод управления переходными напряжениями. При увеличении уровней мощности снаббер “А” вместе с паразитной индуктивностью силовой шины может генерировать колебания. В снаббере “В” эта проблема решается путем применения быстро восстанавливающегося - 18 - диода для подавления переходного напряжения и блокировки осцилля- ций. Постоянная времени RC снаббера “В” должна составлять прибли- зительно 1/3 часть периода переключений ( = Т/3 = 1/3 f). Для больших IGBT, работающих при высоких уровнях мощности, паразитная индуктивность контура снаббера “В” становится чересчур большой для эффективного управления переходными напряжениями. В таких случаях при больших токах обычно используется снаббер типа “С”. Данный снаббер работает подобно снабберу типа “В”, но имеет более низкую индуктивность контура, т.к. подключен непосредственно к коллектору и эмиттеру каждого IGBT. В цепях IGBT с очень высокой мощностью часто полезно применять малые RCD - снабберы в соедине- нии с сетевым снаббером “С”, чтобы облегчить подавление паразит- ных осцилляций в контуре сетевого снаббера. В схемах с очень высокой мощностью может быть полезным соче- тание типов А и С с целью снизить перегрузки диода снаббера.  Рис. 2.6. Типовые схемы снабберов IGBT 2.3.2. Влияние паразитной индуктивности снаббера На рис. 2.7. показана типичная осциллограмма напряжения на транзисторе при его выключении с использованием снаббера типа “С”, схема которого приведена на рис. 2.6. Начальный выброс нап- ряжения (V1) вызван совместным воздействием паразитной индуктив- ности в цепи снаббера и процесса прямого восстановления диода снаббера. Если в схеме снаббера используется быстродействующий диод, большая часть этого всплеска будет вызвана индуктивностью - 19 - снаббера (Ls ). В этом случае мы можем вычислить величину V1 , ис- пользуя уравнение 2.1. V1=Ls di/dt (2.1.) где: Ls - паразитная индуктивность снаббера; di/dt - скорость изменения тока при выключении транзис- тора или при восстановлении диода. В типичной силовой цепи IGBT в самом неблагоприятном случае di/dt будет приближаться к 0,02 А/нс Ic. Если предельная вели- чина V1 задана, производную di/dt можно использовать для опреде- ения максимально допустимой индуктивности снаббера. Например, предположим, что у нас есть силовая цепь с IGBT, которая будет работать при амплитуде тока 400 А, и что V1 должно быть ограниче- но до 100 В. Наихудший случай для di/dt - приблизительно: di/dt = 0,02 А/нс 400 А = 8 А/нс Решая уравнение 2.1 относительно Ls, получим: Ls = V1 : di/dt = 100 В : 8 А/нс = 12,5 нГн Из приведенных выше расчетов ясно, что для цепей IGBT с вы- сокой мощностью требуется применять снабберы с очень низкой ин- дуктивностью. По этой же причине снабберы должны располагаться в непосредственной близости от модулей IGBT. При проектировании снабберов должны учитываться паразитная индуктивность внутри кор- пусов диодов снабберов и в выводах конденсаторов снабберов. Часто параллельно соединенные конденсаторы и диоды меньшего единичного номинала и размера создают меньшую индуктивность, чем одиночные компоненты большего размера. Проектирование силовой цепи IGBT с минимальной индуктивностью шины также поможет уменьшить Ls, т.к. при этом в снаббере могут быть применены элементы с меньшими раз- мерами, а значит с меньшей паразитной индуктивностью. - 20 -  Рис.2.7. Типовая осциллограмма напряжения коллектор - эмит- тер при выключении транзистора с использовании снаббера 2.3.3. Влияние паразитной индуктивности шины После начального всплеска (рис. 2.7.) переходное напряжение начинает расти снова, т.к. конденсатор снаббера заряжается. Амп- итуда второго подъема (V2) зависит от емкости конденсатора снаббера и паразитной индуктивности шины. Для определения V2 мы можем применить закон сохранения энергии и получить уравнение 2.2. 1/2Lpi2 = 1/2 cV22 (2.2) Где: Lp - паразитная индуктивность шины; i - рабочий ток; c - величина емкости конденсатора снаббера; V2 - амплитуда второго подъема напряжения. Если задано максимально допустимое напряжение V2 , то можно определить величину емкости конденсатора снаббера, которая будет требоваться для данной силовой цепи, решив уравнение 2.2. относи- тельно С: С = Lpi2 : V2 (2.3) 2.3.4. Рекомендации для силовых цепей и снабберов Анализ уравнения 2.3 показывает, что величина требуемой ем- кости прямо пропорциональна паразитной индуктивности шины. Следо- - 21 - вательно, снижение этой индуктивности методами, описанными в раз- деле 2.2.4., позволяют снизить требуемую емкость снаббера. Из уравнения 2.3 также видно, что величина С прямо пропорци- ональна квадрату выключаемого тока. Данный ток может быть очень высоким в течение короткого замыкания до тех пор, пока не начнут работать схемы ограничения тока, описанные в разделе 3.7.2. Пара- метры элементов снаббера приведенные в табл. 2.1, даны для слу- чая, когда в силовой цепи IGBT будут протекать токи не более мак- симально допустимых. Последним соображением, вытекающим из анализа выражения 2.3, является то, что величина емкости конденсатора снаббера обратно пропорциональна квадрату величины допустимого выброса напряжения сверх номинального напряжения силовой шины. Следовательно, умень- шение запаса между амплитудой всплеска напряжения и номинальным или максимально допустимым напряжением VCES позволит существенно уменьшить требуемую величину емкости снаббера. Рекомендованные в табл. 2.1 параметры проектируемого снаббера базируются на выбросе напряжения 100 В и использовании уравнения 2.3. В табл. 2.1 представлены рекомендуемые индуктивности силовой шины постоянного тока. Эти величины выбраны с целью упростить конструирование снаббера, эффективно управляющего переходным напряжением. Предполагая, что заданная индуктивность силовой шины получе- на, можно выбрать тип снаббера и определить величину емкости кон- денсатора снаббера. В применениях, использующих тип модуля “шесть в одном” или “семь в одном” (сборка из шести или семи модулей) в качестве снаббера можно использовать один конденсатор с малой ин- дуктивностью выводов, подключенный между P и N выводами ( как по- казано на рис. 2.6А). Аналогично, при сдвоенном типе модулей для управления переходным напряжением обычно достаточно конденсатора с малой индуктивностью выводов, подключенного между выводами С1 и E2. Обычно достаточно емкости около 1 мкФ на каждые 100 А тока коллектора. Конденсатор должен быть пленочным полипропиленовым или с подобным диэлектриком, имеющим низкие потери, и его нужно располагать в непосредственной близости от выводов силового моду- я. Суммарная индуктивность контура снаббера, включая внутреннюю индуктивность конденсаторов, должна быть сведена до минимума. Ес- и в конкретном применении возникают паразитные осцилляции, можно применить снаббер, показанный на рис. 2.6В. - 22 - Для одиночных высокотоковых IGBT модулей одного развязываю- щего конденсатора обычно недостаточно для эффективного управления переходными напряжениями. В таком случае может быть использована RCD - цепь, показанная на рис. 2.6С. Этот снаббер управляет пере- ходными напряжениями лучше, чем снабберы, показанные на рис. 2.6В, т.к. он подавляет индуктивность противоположно расположен- ного модуля IGBT и соединения от Е1 к С2 из контура снаббера. Эта схема снаббера обычно сконструирована на небольшой печатной плате с использованием конденсаторов с аксиальными или радиальными вы- водами, быстровосстанавливающихся диодов снаббера и силовых ре- зисторов. Затем плата со схемой снаббера монтируется к силовым шинам непосредственно над модулем IGBT (см. рис. 2.8). Рекоменда- ции по конденсаторам и диодам для снабберов этого типа представ- ены в табл. 2.1.  Рис.2.8. Цепи снабберов для сборки из двух-, шести- и семиэлементных модулей. а) Модуль IGBT сдвоенного типа b) Модуль IGBT типа “шесть в одном” |