Лачин Электроника. Электроника рекомендовано Министерством образования Российской Федерации в качестве учебного пособия ля студентов высших технических учебных заведений РостовнаДону Феникс 2001 Рецензенты

• Название: Электроника рекомендовано Министерством образования Российской Федерации в качестве учебного пособия ля студентов высших технических учебных заведений РостовнаДону Феникс 2001 Рецензенты
• Анкор: Лачин Электроника.doc
• Дата: 28.01.2017
• Размер: 7.57 Mb.
• Имя файла: Лачин Электроника.doc
• Тип: Учебное пособие; #535
• страница: 16 из 17

3.7. УСТРОЙСТВА ДЛЯ ФОРМИРОВАНИЯ

И АНАЛОГО-ЦИФРОВОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ

3.7.1. Амплитудные ограничители

Различают односторонние и двусторонние амплитуд­ные ограничители.

Односторонний ограничитель — это устройство, напря­жение на выходе которого U_вых(t) остается на постоянном уровне U_отp, когда входное напряжение U_вх(f) либо превы­шает некоторое пороговое значение U_nop(ограничение сверху), либо ниже порогового значения (ограничение снизу). Иначе выходное напряжение повторяет форму входного.

Двусторонние ограничители ограничивают сигнал на двух уровнях.

На рис. 3.79, а приведены передаточная характеристи­ка и графики входного и выходного напряжений для од­ностороннего ограничителя сверху, на рис. 3.79, б — для одностороннего ограничителя снизу, а на рис. 3.79, в — для двустороннего ограничителя.

Наиболее простыми являются ограничители на диодах (диодные ограничители).

Диодные ограничители бывают последовательные и параллельные. В последовательных ограничителях диод включен последовательно с нагрузкой, а в параллель­ных — параллельно нагрузке.

Рассмотрим идеализированную схему последователь­ного диодного ограничителя (рис. 3.80). До тех пор пока входное напряжение меньше Е_о, диод закрыт и U_выхравно



E_о. В промежутках времени, когда входное напряжение превышает Е_одиод открыт и U_выхповторяет U_вх. Таким об­разом, рассмотренный ограничитель является последова­тельным диодным ограничителем на положительном уровне снизу.

Практически используемая схема рассмотренного огра­ничителя приведена на рис. 3.81. Она позволяет регули­ровать уровень ограничения, сделав одно из сопротивле­ний R₁ или R₂переменным. Данную схему можно преобразовать в предыдущую, применив теорему об экви­валентном генераторе. Тогда R_ни Е_обудут иметь следую­щие значения: R_н= R₁/R₂, E_o = ER/(R₁+ R₂).

Рассмотрим принцип действия параллельного диодно­го ограничителя (рис. 3.82). Лишь в промежутках време­ни, когда входное напряжение более отрицательно, чем Е_о, диод открыт (его при анализе можно заменить закорот-кой) и U_выхравно Е. Во все остальные моменты времени






диод закрыт (его при анализе можно заменить разрывом цепи) и U_выхповторяет U_вх. Таким образом, данный огра­ничитель является параллельным диодным ограничителем на отрицательном уровне снизу.

Рассмотрим работу параллельного ограничителя в слу­чае, когда сопротивление нагрузки соизмеримо с ограни­чителем (рис. 3.83).

Исходная схема (рис. 3.83, а) по теореме об эквивалент­ном генераторе преобразуется в эквивалентную схему (рис. 3.83, б), в которой ограничивается уже не входное на­пряжение, а эквивалентное, являющееся результатом









деления входного напряжения между сопротивлениями R₀и R_н,U_вх.э.=U_mR_н/(R_н+R₀), R_н=R₀IR_н. Диаграммы работы это­го ограничителя приведены на рис. 3.84. В момент начала ограничения (t1) входное напряжение будет соответство­вать некоторому напряжению —E_1.

Рассмотрим двусторонний диодный ограничитель (рис. 3.85), который является комбинацией двух парал­лельных односторонних диодных ограничителей. Из ана­лиза схемы видно, что диод Д! открыт лишь в промежут­ках времени, когда входное напряжение меньше-E₁ и U_вых на этом промежутке ограничивается на уровне —E₁Диод Д₂ открыт лишь в промежутках времени, когда U_вхболь­ше, чем Е₂, и в этих промежутках времени U_вых ограничи­вается уровнем Е₂.

Широкое распространение нашли ограничители амп­литуды, построенные на основе ОУ. Рассмотрим некото­рые из них. На рис. 3.86, а приведена схема односторон­него ограничителя на основе ОУ, на рис. 3.86, б — передаточная характеристика ограничителя, а на рис. 3.86, в — временные диаграммы его работы.

Основой данного ограничителя является инвертирую­щий усилитель на основе ОУ. В промежутках времени, когда напряжение U_вых отрицательное или меньше, чем U_ст+U_д, диод закрыт (его при анализе можно заменить раз­рывом цепи) и устройство работает как обычный инвер­тирующий усилитель (U_ст— напряжение стабилизации стабилитрона, U_д— прямое падение напряжения на дио­де). В промежутках времени, когда напряжение U_вхвыше уровня U_ст+ U_д, диод открыт, а стабилитрон находится в режиме стабилизации и напряжение U_вых ограничивается на уровне U_ст+U_д. Входное напряжение U₁, при котором начинается ограничение выходного, определяется выра­жением

U₁= -(U_ст+U_д)/K,

где К = R₂/R₁

Рассмотрим двусторонний ограничитель на основе ОУ (рис. 3.87, а). Если к стабилитрону приложено прямое на­пряжение, то он выполняет функции диода, и напряже­ние U_пр на нем достаточно мало (около 0,7 В). Поэтому при положительном выходном напряжении стабилитрон СТ1 выполняет функции диода, и как только выходное напря­жение достигает уровня U_ст2+U_пр, оно ограничивается на



этом уровне (U_ст2 - напряжение стабилизации стабилит­рона СТ2). При отрицательном выходном напряжении стабилитрон СТ2 используется как диод. Как только на­пряжение U_выхдостигает значения -(U_ст1+U_пр), оно огра­ничивается на этом уровне (рис. 3.87, б) (U_ст1 — напряже­ние стабилизации стабилитрона СТ1). Входные напряжения U₁и U₂, при которых начинаются ограниче­ния, определяются выражениями U₁= (U_ст1+U_пр)/K,U₂ = -(U_ст2 + U_np)/K, где К =R₂/R₁

3.7.2 Цифроаналоговые преобразователи

Цифроаналоговые преобразователи (ЦАП) предназна­чены для преобразования цифровых сигналов в аналого­вые. Такое преобразование необходимо, например, при восстановлении аналогового сигнала, предварительно преобразованного в цифровой для передачи на большое расстояние или хранения (таким сигналом, в частности, может быть звук). Другой пример использования такого пре­образования — получение управляющего сигнала при циф­ровом управлении устройствами, режим работы которых определяется непосредственно аналоговым сигналом (что, в частности, имеет место при управлении двигателями).

К основным параметрам ЦАП относят разрешающую способность, время установления, погрешность нелиней­ности и др. Разрешающая способность — величина, обрат­ная максимальному числу шагов квантования выходного аналогового сигнала. Время установления t_уст — интервал времени от подачи кода на вход до момента, когда выход­ной сигнал войдет в заданные пределы, определяемые погрешностью. Погрешность нелинейности — максималь­ное отклонение графика зависимости выходного напряжения от напряжения, задаваемого цифровым сигналом, по отношению к идеальной прямой во всем диапазоне пре­образования.

Как и рассматриваемые ниже аналого-цифровые пре­образователи (АЦП), ЦАП являются «связующим звеном» между аналоговой и цифровой электроникой. Существу­ют различные принципы построения АЦП.

Рассмотрим наиболее используемые из них. На рис. 3.88 приведена схема ЦАП с суммированием весовых токов.

Ключ S5 замкнут только тогда, когда разомкнуты все ключи S1...S4 (при этом и_вых=0). U_o— опорное напряже­ние. Каждый резистор во входной цепи соответствует оп­ределенному разряду двоичного числа.

По существу этот ЦАП — инвертирующий усилитель на основе операционного усилителя. Анализ такой схемы не представляет затруднений. Так, если замкнут один ключ

S1, то u_вых=-U_oR_oc/R,


Что соответствует в первом и нулям в остальных разрядах.

Из анализа схемы следует, что модуль выходного напря­жения пропорционален числу, двоичный код которого определяется состоянием ключей S1...S4. Токи ключей




S1...S4 суммируются в точке «а», причем токи различных ключей различны (имеют разный «вес»). Это и определя­ет название схемы.

Из вышеизложенного следует, что




где S_i ,i = 1,2, 3, 4 принимает значение 1, если соответ­ствующий ключ замкнут, и 0, если ключ разомкнут.

Состояние ключей определяется входным преобразуе­мым кодом. Схема проста, но имеет недостатки: значитель­ные изменения напряжения на ключах и использование ре­зисторов с сильно отличающимися сопротивлениями. Требуемую точность этих сопротивлений обеспечить зат­руднительно.

Рассмотрим ЦАП на основе резистивной матрицы R— 2R (матрицы постоянного сопротивления) (рис. 3.89). В




схеме использованы так называемые перекидные ключи S1...S4, каждый из которых в одном из состояний подклю­чен к общей точке, поэтому напряжения на ключах неве­лики. Ключ S5 замкнут только тогда, когда все ключи S1...S4 подключены к общей точке. Во входной цепи ис­пользованы резисторы всего с двумя различными значе­ниями сопротивлений.

Из анализа схемы можно увидеть, что и для нее модуль выходного напряжения пропорционален числу, двоичный код которого определяется состоянием ключей S1...S4. Анализ легко выполнить, учитывая следующее. Пусть каж­дый из ключей S1...S4 подключен к общей точке. Тогда, каклегко заметить, напряжение относительно общей точ­ки в каждой следующей из точек «a»...«d» в 2 раза боль­ше, чем в предыдущей. К примеру, напряжение в точке «b» в 2 раза больше, чем в точке «а» (напряжения U_а, U_b, U_cи U_dв указанных точках определяются следующим образом: U_d = U_o; U_c= U_o/2; U_b = U₀/4; U_d = U_o/8). Допустим, что со­стояние указанных ключей изменилось. Тогда напряжения в точках «a»...»d» не изменятся, так как напряжение меж­ду входами операционного усилителя практически нуле­вое.

Из вышеизложенного следует, что:

где S_i ,i= 1, 2, 3, 4 принимает значение 1, если соответ­ствующий ключ замкнут, и 0, если ключ разомкнут.

Рассмотрим ЦАП для преобразования двоично-деся­тичных чисел (рис. 3.90).

Для представления каждого разряда десятичного чис­ла используется отдельная матрица R— 2R(обозначены прямоугольниками). Z₀...Z₃обозначают числа, определенные

состоянием ключей каждой матрицы R—2R. Прин­цип действия становится понятным, если учесть, что со­противление каждой матрицы R, и если выполнить ана­лиз фрагмента схемы, представленного на рис. 3.91.




Из анализа следует, что


Следовательно U₂ = 0,1 U₁. С учетом этого получим

Наиболее распространенными являются ЦАП серий микросхем 572, 594, 1108, 1118 и др. В табл. 3.2 приведе­ны параметры некоторых ЦАП.



3.7.3 Аналого-цифровые преобразователи

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) — это уст­ройства, предназначенные для преобразования аналого­вых сигналов в цифровые. Для такого преобразования необходимо осуществить квантование аналогового сигна­ла, т. е. мгновенные значения аналогового сигнала огра­ничить определенными уровнями, называемыми уровня­ми квантования.

Характеристика идеального квантования имеет вид, приведенный на рис. 3.92.

Квантование представляет собой округление аналого­вой величины до ближайшего уровня квантования, т. е. максимальная погрешность квантования равна ±0,5h (h — шаг квантования).



К основным характеристикам АЦП относят число раз­рядов, время преобразования, нелинейность и др. Число разрядов — количество разрядов кода, связанного с ана­логовой величиной, которое может вырабатывать АЦП. Часто говорят о разрешающей способности АЦП, которую определяют величиной, обратной максимальному числу кодовых комбинаций на выходе АЦП. Так, 10-разрядный АЦП имеет разрешающую способность (2¹⁰ = 1024)^-1, т. е. при шкале АЦП, соответствующей 10В, абсолютное зна­чение шага квантования не превышает ЮмВ. Время пре­образования t_пp— интервал времени от момента заданно­го изменения сигнала на входе АЦП до появления на его выходе соответствующего устойчивого кода.

Характерными методами преобразования являются следующие: параллельного преобразования аналоговой величины и последовательного преобразования.

Рассмотрим АЦП с параллельным преобразованием входного аналогового сигнала. По параллельному методу входное напряжение одновременно сравниваются с nопорными напряжениями и определяют, между какими двумя опорными напряжениями оно лежит. При этом ре­зультат получают быстро, но схема оказывается достаточ­но сложной.

Рассмотрим принцип действия такого АЦП (рис. 3.93). При U_вх= 0, поскольку для всех ОУ разность напряжений (U₊ — U_) < 0 (U₊, U_ — напряжения относительно общей точки соответственно неинвертирующего и инвертирую­щего входа), напряжения на выходе всех ОУ равны — Е_пит а на выходах кодирующего преобразователя (КП) Z_o, Z₁, Z₂ устанавливаются нули. Если U_вх>0,5U, но меньше 3/2 U, лишь для нижнего ОУ U₊ — U_ > 0 и лишь на его выходе появляется напряжение +Е_пит, что приводит к появлению на выходах КП следующих сигналов: Z_o = 1, Z₂ = Z_l= 0. Если U_вх > 3/2 U, но меньше 5/2 U, то на выходе двух ниж­них ОУ появляется напряжение +Е_пит, что приводит к по­явлению на выходах КП кода 010 и т. д.

Рассмотрим конкретный вариант АЦП с последователь­ным преобразованием входного сигнала (последовательно­го счета), который называют АЦП со следящей связью (рис. 3.94). В АЦП рассматриваемого типа используется ЦАП и реверсивный счетчик, сигнал с которого обеспечивает из­менение напряжения на выходе ЦАП. Настройка схемы такова, что обеспечивается примерное равенство напря­жений на входе U_вхи на выходе ЦАП — U. Если входное напряжение U_вхбольше напряжения Uнавыходе ЦАП, то счетчик переводится в режим прямого счета и код на его выходе увеличивается, обеспечивая увеличение напряже­ния на выходе ЦАП. В момент равенства U_вхи Uсчет пре­кращается и с выхода реверсивного счетчика снимается код, соответствующий входному напряжению.

Метод последовательного преобразования реализуется и в АЦП время — импульсного преобразования (АЦП с генератором линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН)). Принцип действия рассматриваемого АЦП





рис. 3.95) основан на подсчете числа импульсов в отрез­ке времени, в течение которого линейно изменяющееся напряжение (ЛИН), увеличиваясь от нулевого значения, достигает уровня входного напряжения U_вх. Использова­ны следующие обозначения: СС — схема сравнения, ГИ — генератор импульсов, Кл — электронный ключ, Сч — счетчик импульсов. Отмеченный во временной диаграмме



момент времени t₁ соответствует началу измерения входного напряжения, а момент времени t₂ соответствует равенству входного напряжения и напряжения ГЛИН. По­грешность измерения определяется шагом квантования времени. Ключ Кл подключает к счетчику генератор им­пульсов от момента начала измерения до момента равен­ства U_вхи U_глин. Через U_Счобозначено напряжение на вхо­де счетчика. Код на выходе счетчика пропорционален входному напряжению. Одним из недостатков этой схемы является невысокое быстродействие.

Рассмотрим АЦП с двойным интегрированием, кото­рый также реализует метод последовательного преобразо­вания входного сигнала (рис. 3.96). Использованы следу­ющие обозначения: СУ — система управления, ГИ — генератор импульсов, Сч — счетчик импульсов. Принцип действия АЦП состоит в определении отношения двух от­резков времени, в течение одного из которых выполняет­ся интегрирование входного напряжения U_вхинтегратором на основе ОУ (напряжение U_Ина выходе интегратора из­меняется от нуля до максимальной по модулю величины), а в течение следующего — интегрирование опорного




напряжения U_on (U_Именяется от максимальной по модулю величины до нуля) (рис. 3.97). Пусть время t₁интегриро­вания входного сигнала постоянно, тогда чем больше вто­рой отрезок времени t₂ (отрезок времени, в течение ко­торого интегрируется опорное напряжение), тем больше входное напряжение. Ключ КЗ предназначен для установ­ки интегратора в исходное нулевое состояние. В первый из указанных отрезков времени ключ К1 замкнут, ключ К2 разомкнут, а во второй, отрезок времени их состояние яв­ляется обратным по отношению к указанному. Одновре­менно с замыканием ключа К2 импульсы с генератора им­пульсов ГИ начинают поступать через схему управления СУ на счетчик Сч. Поступление этих импульсов заканчи­вается тогда, когда напряжение на выходе интегратора оказывается равным нулю.

Напряжение на выходе интегратора по истечении отрез­ка времени t₁ определяется выражением

Используя аналогичное выражение для отрезка време­ниt₂, получим



Подставив сюда выражение для U_и(t₁), получим



откуда U_вх= U_oat₂/t₁.

Код на выходе счетчика определяет величину входно­го напряжения.

Одним из основных преимуществ АЦП рассматривае­мого типа является высокая помехозащищенность. Слу­чайные выбросы входного напряжения, имеющие место в течение короткого времени, практически не оказывают влияния на погрешность преобразования. Недостаток АЦП — малое быстродействие.

Наиболее распространенными являются АЦП серий микросхем 572, 1107, 1138 и др. (табл. 3.3)

Из таблицы видно, что наилучшим быстродействием обладает АЦП параллельного преобразования, а наихуд­шим — АЦП последовательного преобразования.
Таблица 3.3



3.8. ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ

Наиболее распространены генераторы прямоугольных и линейно изменяющихся (пилообразных) импульсов на­пряжения.

Генераторы импульсных сигналов (импульсные генераторы) могут работать в одном из трех режимов: автоколебательном, ждущем или синхронизации.

В автоколебательном режиме генераторы непрерывно, формируют импульсные сигналы без внешнего воздей­ствия. В ждущем режиме генераторы формируют импульс­ный сигнал лишь по приходе внешнего (запускающего) сигнала. В режиме синхронизации генераторы вырабаты­вают импульсы напряжения, частота которых равна или кратна частоте синхронизирующего сигнала.

Рассмотрим некоторые из генераторов импульсных сигналов.

3.8.1. Генераторы прямоугольных импульсов

Генераторы прямоугольных импульсов делятся на муль­тивибраторы и блокинг-генераторы. И те и другие могут работать как в автоколебательном, так и в ждущем режи­мах.

Рассмотрим вначале автоколебательные мультивибра­торы.

Такие генераторы могут быть построены на дискрет­ных, логических элементах или на операционных усили­телях. Автоколебательный мультивибратор на основе ОУ представлен на рис. 3.98. В данной схеме с помощью ре­зисторов R₁и R₂введена положительная обратная связь, что является необходимым условием для возникновения




в схеме электрических колебаний. В зависимости от на­пряжения на выходе (которое может быть равно либо +Е_пит, либо — Е_пит, где Е_пит — напряжения питания ОУ) на неинвертирующем входе ОУ устанавливается или напря­жение U_+l, или напряжение U₊₂, причем

Емкость С, входящая в цепь отрицательной обратной связи, перезаряжается с постоянной времени т= RC. На­пряжение U_cна емкости, равное напряжению U_ на инвер­тирующем входе, стремится либо к уровню +Е_пит (при U_вых=+Е_пит), либо к уровню -Е_пит (при U_вых=-Е_пит). До мо­мента времени t₁U₊— U_= U₊₁ — U_с > 0, следовательно, ОУ находится в режиме насыщения и на его выходе удер­живается напряжение +Е_пит. Начиная с момента времени t₁ эта разность меняет знак, что приводит к изменению на­пряжения на выходе ОУ на — Е_пит. После момента време­ни t₁ емкость С перезаряжается, причем ее напряжение стремится к уровню — Е_пит. Очевидно, что до момента вре­мени t₂U₊-U_=U₊₂—U_c< 0, что и удерживает выходное на­пряжение ОУ на уровне —Е_пит. Начиная с момента време­ни t₂, эта разность вновь меняет знак, происходит изменение напряжения U_выхи т.д. Таким образом, данный мультивибратор формирует прямоугольные импульсы на­пряжения. Период следования импульсов Т определяется выражением


В случае использования вместо резистора Rдвух раз­ных резисторов и диодов можно построить несимметрич­ный мультивибратор (рис. 3.99, а), у которого длительно­сти положительного и отрицательного импульсов не совпадают. Принцип работы мультивибратора поясняют временные диаграммы (рис. 3.99, б).

Из приведенных построений очевидно, что разная дли­тельность положительного и отрицательного импульсов обеспечивается разными постоянными времени перезаря­да емкостей τ₁ и τ₂:



где R" > R'.

Рассмотрим ждущий мультивибратор на основе ОУ (рис. 3.100), который иногда называют одновибратором.

Нетрудно заметить, что эта схема аналогична схеме автоколебательного мультивибратора, но в нее введены диод D₂ (для осуществления ждущего режима) и цепь за­пуска на элементах С₁,R₃, D₁ (рис. 3.100, а). Схема имеет одно устойчивое состояние, когда напряжение на выходе отрицательное (примерно равно — Е_пит). Если бы по какой-либо причине напряжение на выходе оказалось положи­тельным (+Е_пит), то в результате рассматриваемых дальше процессов состояние схемы изменилось бы.

В исходном состоянии (на выходе — Е_пит) диод D₂ от­крыт, напряжение на инвертирующем входе U_ примерно равно нулю, а напряжение U₊на неинвертирующем входе определяется выражением




U₊— U_ < 0 и U_вых= —Е_пит. Диод D₁, подключеный к неинвертирующему входу, закрыт. В момент времени t₁вход­ной сигнал открывает этот диод, на неинвертирующий вход подается положительный сигнал (на инвертирующем входе остается нулевой сигнал), и ОУ переходит в режим с положительным напряжением на выходе. После этого начинается заряд конденсатора С. Когда напряжение на нем становится больше напряжения U₊₁, определяемого выражением

дифференциальный сигнал U₊— U_ становится отрицательным и ОУ возвращается

в исходное устойчивое состояние (в таком состоянии дифференциальный сигнал отрицательный).

Из временных диаграмм (рис. 3.100, б) следует, что лишь после момента времени t₃можно подавать очеред­ной запускающий импульс.

Существуют схемы ждущих мультивибраторов на дис­кретных и логических элементах.

Для получения мощных прямоугольных импульсов малой длительности (от долей микросекунды до долей миллисекунды) и скважностью до нескольких десятков тысяч используют блокинг-генераторы. Основным эле­ментом таких генераторов является импульсный транс­форматор. Блокинг-генератор может работать в автоколе­бательном, ждущем режимах или режиме синхронизации.

Рассмотрим схему автоколебательного блокинг-генера-тора (рис. 3.101, а). Во время паузы (выходное напряже­ние отсутствует) происходит перезаряд конденсатора по цепи Е—R—W₂ с постоянной времени τ₁= RС. В момент времени, когда напряжение на конденсаторе С (и, следо­вательно, на базе транзистора) становится равным нулю, транзистор начинает открываться (выходить из режима от­сечки), начинает протекать ток коллектора, что вызывает появление сигнала положительной обратной связи (через обмотку трансформатора W₂), под действием которой транзистор скачкообразно переходит в режим насыщения. При этом конденсатор С перезаряжается по цепи W₂—С — входное сопротивление транзистора r_вх с постоянной времени τ₂ = r_вх• С. При увеличении напряжения на кон­денсаторе С ток базы начинает уменьшаться и в конце концов транзистор выходит из насыщения и начинает за­крываться. Возникает сигнал положительной обратной связи, который скачкообразно переводит транзистор в за­пертое состояние. После этого энергия, запасенная в ин­дуктивности намагничивания, рассеивается на сопротив­лении нагрузки. Так как r_вх«R, то время нахождения транзистора в открытом состоянии t_о, а следовательно, и

длительность импульса на нагрузке значительно меньше периода следования импульсов. Временные диаграммы работы автоколебательного блокинг-генератора приведе­ны на рис. 3.101,6.

3.8.2. Генераторы линейно

изменяющегося напряжения

Линейно изменяющимся напряжением (ЛИН) называ­ют напряжение, которое в течение промежутка времени, называемого рабочим ходом, изменяется по линейному закону, а затем в течение промежутка времени, называе­мого обратным ходом, возвращается к исходному уровню (рис. 3.102).




На рис. 3.102 приняты следующие обозначения: U_o— начальный уровень, U_m— амплитуда ЛИН, Т_р — время рабочего хода, Т_о — время обратного хода.

Линейность ЛИН оценивается коэффициентом нели­нейности, который определяется по формуле

где U'(0) — первая производная напряжения по времени (скорость изменения ЛИН) в начале рабочего хода; U'(Т_р) — первая производная напряжения по времени в конце рабочего хода.

Устройства, предназначенные для формирования ЛИН, называют генераторами ЛИН (ГЛИН). Генераторы ЛИН часто называют генераторами пилообразного напряжения.

Принцип построения генераторов ЛИН основан на за­ряде емкости постоянным или почти постоянным током. Основой ГЛИН (рис. 3.103) является емкость, через кото­рую от источника постоянного тока ИТ протекает посто­янный ток, благодаря чему при разомкнутом ключевом устройстве КУ напряжение на емкости определяется выражением

,
(при i_c=I= const), т. е. изменяется по линейному закону. При замыкании КУ емкость разряжается через сопротивление КУ и т. д.

ГЛИН могут работать либо в ждущем (рис. 3.103, а), либо в автоколебательном режиме (рис. 3.103, б). ГЛИН в автоколебательном режиме формирует ЛИН регулярно, а для получения ЛИН в ГЛИН в ждущем режиме необходим внешний импульс напряжения U_вх.

Все ГЛИН можно разделить на три типа:

а) с интегрирующей RС-цепочкой;

б) с токостабилизирующим двухполюсником;

в) с компенсирующей обратной связью (ОС).

В простейшем случае (рис. 3.104) основой ГЛИН явля­ется интегрирующая RC-цепочка. В этой схеме


При τ= RС »t₁ U_cl « Uи, следовательно, на отрезке времени [0, t₁]

т. е. на начальном участке экспоненты скорость изменения напряжения U_с примерно по­стоянна и при малых значениях tформируется ЛИН.

Достоинством данных генераторов является простота их реализации. Существенным же недостатком является то, что для получения малого коэффициента нелинейно­сти необходимо, чтобы напряжение генератора Uбыло гораздо (на порядок и более) больше амплитуды ЛИН.

Такой генератор может быть реализован на основе транзисторного ключа (рис. 3.105).

До момента времени t₁транзисторный ключ находит­ся в режиме насыщения, т. е. напряжение U_кэ, а значит, и напряжение U_выхравны нулю. При подаче в момент вре­мени t₁ запирающего импульса напряжения транзистор входит в режим отсечки, и емкость С заряжается от источ­ника Е_к через сопротивление R_к, причем напряжение на емкости стремится к уровню Е_к. В момент времени t₂ тран­зистор вновь входит в режим насыщения, и емкость через малое сопротивление промежутка коллектор-эмиттер транзистора разряжается. Если промежуток времени t₂ — t₁гораздо меньше RC, то, как было показано выше, напря­жение на емкости изменяется по линейному закону. Для предотвращения пробоя транзистора (например, при уве­личении длительности входного импульса) к его коллекто­ру подключен диодный ограничитель (D, Е_ф). Если по ка­кой-либо причине напряжение на емкости увеличивается, то, как только оно достигнет уровня Е_ф, диод D открыва­ется и напряжение U_вых удерживается на уровне Е_ф.

Рассмотрим принцип построения ГЛИН с токостаби-лизирующим двухполосником, обеспечивающим протека­ние через него постоянного тока независимо от приложен­ного напряжения. Схема, поясняющая принцип построения такого ГЛИН, приведена на рис. 3.106.



В этой схеме через двухполюсник Rи емкость С протекает ток i_R, определяемый выражением i_R =(U-U_c)/R.

По мере роста напряжения на емкости U_cчислитель этого вы­ражения уменьшается, но во столько же раз уменьшается и сопротивление двухполюсника R, так что частное от де­ления остается неизменным.

Простейшим токостабилизирующим элементом явля­ется транзистор. При постоянном токе базы (например, i_бз), даже при значительном уменьшении напряжения и_эк между эмиттером и коллектором (например, от U₂до U₁) коллекторный ток транзистора уменьшается незначитель­но. Эти изменения определяются выходной характеристи­кой транзистора, причем рабочая точка транзистора пере­мещается из точки А в С (рис. 3.107, а). Изменение тока коллектора обозначено через Δi₁.

Более точный токостабилизирующий двухполюсник на основе транзистора приведен на рис. 3.107, б. Предполо­жим, что напряжение и_эк уменьшается от U₂до U₁, при этом коллекторный ток тоже стремится уменьшиться. Это должно привести к уменьшению тока i_э, а значит, и к уменьшению падения напряжения i_э • Rна сопротивлении R. Согласно выражению и_эб = Е — i_э • Rнапряжение и_эб

при этом возрастет, что приведет к увеличению тока базы i₆. В конечном итоге ток коллектора i_к уменьшится менее значительно в сравнении со случаем, когда ток базы не изменяется. На рис. 3.107, а изменение тока коллектора, соответствующее схеме рис. 3.107, б; обозначено через Аi₂.

Генератор ЛИН с токостабилизирующим двухполюсни­ком приведен на рис. 3.108.

По принципу действия данный генератор аналогичен ранее рассмотренному ГЛИН с интегрирующей RС-цепочкой, но теперь вместо сопротивления R_Kиспользуется токостабилизирующий двухполюсник.

Недостатком данной схемы является то, что при под­ключении к выходу (т. е. к емкости С) сопротивления на­грузки искажается линейность выходного напряжения. Избежать этого можно, реализовав ГЛИН так, как пока­зано на рис. 3.109. По отношению к выходу 2 на транзис­торе Т1 построен эмиттерный повторитель, благодаря чему к этому выходу можно подключить низкоомную на­грузку, не искажая форму выходного ЛИН.

Рассмотрим ГЛИН с компенсирующей ОС. Поясним принцип действия такого ГЛИН (рис. 3.110). Компенси­рующее напряжение U_Kповторяет напряжение на емкос­ти U_cпри размыкании ключа и заряде емкости от источ­ника U. Поскольку компенсирующее напряжение включено встречно по отношению к напряжению на ем­кости, то напряжение, приложенное к сопротивлению R, все время постоянно и равно U. Следовательно, ток, про­ходящий через сопротивление, а значит, и через емкость, также постоянен, что и обеспечивает линейность выход­ного напряжения.

Укрупненная структурная схема такого ГЛИН приведе­на на рис. 3.111. Для этой схемы справедливы следующие соотношения:







Решая их относительно i_R, получим



С учетом того, что ток i в таких схемах пренебрежимо мал, можно записать

i_с = i_R= const.

Так как ток, проходящий через емкость, постоянен, то напряжение на ней, а значит, и на выходе изменяется по линейному закону. По окончании формирования прямо­го хода ЛИН ключ Кл замыкается и напряжение U_выхус­танавливается на нулевом уровне.

Принципиальная схема генератора ЛИН приведена на рис. 3.112.




На транзисторе Т1 реализован насыщенный транзис­торный ключ, а на транзисторе Т2 — эмиттерный повто­ритель. В исходном состоянии емкость G разряжена: U_c= 0, U=0; диод открыт, а значит U_c0 = Е_к. При подаче входного запирающего напряжения (положительного) транзистор Т1 запирается, емкость С начинает заряжать­ся, а напряжения U_cи Uначинают возрастать. Следова­тельно, потенциал точки «а» становится меньше —Е_к, диод закрывается и заряд емкости С происходит за счет разря­да емкости С₀. Так как U_R= U_c0 + U — U_cиU= U_c, то U_R = U_c0 .Напряжение U_c0 изеняется незначительно, поэто­му ток, протекающий по сопротивлению R_ки емкости С, практически не изменяется, что и обеспечивает линей­ность выходного напряжения. Для обеспечения постоян­ства тока необходимо, чтобы за время формирования пря­мого хода напряжение на емкости С₀ сохранялось примерно постоянным, поэтому величину емкости С₀ вы­бирают как можно большей. В момент окончания входно­го запирающего напряжения транзистор Т1 входит в ре­жим насыщения, и емкость С разряжается.

ГЛИН можно реализовать, используя ОУ (рис. 3.113, а).

Анализ такой схемы прост и не требует особых пояснений (в момент времени t₁ключ К размыкается и осуществляется прямой ход, а в момент времени t₂ ключ замыкается, емкость С разряжается и на выходе устанавливается нулевое напряжение). Из приведенных
ниже выражений следует, что емкость С заряжается почти постоянным током, а значит, напряжение на ней (как и напряжение U_вых) изменяется по линейному закону (рис.3.113,6).

Протекающий через резистор Rток определяется выра­жением i_R= (E—U_вх)/R.

Если ОУ близок к идеальному, (К→∞, U_вх→0, i_→0), то i_R= E/R = const, и U_вых= -U_c+ U_вх=



-U_C








Из выражения i_R = i_С+i_ с учетом, что i_ = 0, получим i_R = i_С. Следовательно,






СОВРЕМЕННЫЕ ПОДХОДЫ К АНАЛИЗУ И СИНТЕЗУ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ


Для создания электронного устройства, обладающего высокими технико-экономическими показателями, при­ходится рассматривать различные варианты его схемотех­нической реализации и выполнять множество самых раз­нообразных расчетов. Например, может потребоваться определение токов и напряжений схемы, расчет амплитуд­но-частотной характеристики, вычисление входного со­противления.

В настоящее время наиболее эффективным способом получения самой разнообразной информации, характери­зующей разрабатываемое электронное устройство, являет­ся математическое моделирование.