Цифровые измерительные устройства. Цифровые Измерительные Устройства. Цифровые измерительные устройства теоретические основы цифровой измерительной техники
 Скачать 1.94 Mb.
|
|
∆ q = ±q. Отнеся это значение к диапазону преобразуемых величин (2 n – 1)q, получаем предельное значение приведенной погрешности γ q = ±100/(2 n – 1) %. В табл. 2.9 даны значения γ q для наиболее обычных разрядностей АЦП. При погрешностях, меньших примерно 0,01 %, запись в процентах плохо читается, и для лучшей наглядности довольно часто переходят к записи в миллионных долях – ppm (английское сокращение, расшифровываемое как part per million). Приведенными в табл. 2.9 (в обеих используемых относительных единицах) приближенными значениями погрешности обычно пользуются для оценивания необходимой разрядности АЦП при проектировании канала АЦ преобразования, выбирая эту разрядность так, чтобы погрешность квантования составляла примерно 0,2 … 0,5 от суммарной допускаемой погрешности канала. Если выбрать разрядность слишком высокой, то последние знаки результата будут недостоверными, а АЦП неоправданно дорогим; при слишком низкой разрядности останется малый запас на другие составляющие погрешности, снижение которых может обойтись дороже, чем повышение разрядности АЦП. Рассмотрим теперь ситуации, когда погрешность квантования оказывается случайной при многократном измерении строго постоянной величины. 12 q q = σ Таблица 2.9 n ׀γ q ׀ 8 1/255 ≈ 0,4 % = 4000 ppm 10 1/1023 ≈ 0,1 % = 1000 ppm 12 1/4095 ≈ 0,024 % = 240 ppm 14 1/16383 ≈ 0,006 % = 60 ppm 16 1/65535 ≈ 0,0015 % = 15 ppm 74 В одной из таких ситуаций к постоянной входной величине АЦП добавляют случайный шум. Это делается с целью повышения точности измерения путем статистической обработки ряда результатов АЦ преобразования. Пусть сначала преобразуемое напряжение u s соответствует точке на характеристике АЦП, расположенной вблизи конца ступени квантования с номером N 1 (рис. 2.18), и к нему добавлен шум u n , имеющий симметрично усеченное нормальное распределение с размахом, меньшим, чем квант q. Ближайшей точке кодового перехода (между уровнями N 1 и N 2 = N 1 + 1) соответствует напряжение u s + u n = (N 1 + ½)q. При многократных измерениях будет получаться отсчет N 1 , если сумма u s + u n окажется левее этой точки, и отсчет N 2 , если эта сумма окажется правее. Вероятность получения отсчета N 2 составляет: P(N 2 ) = P[u s + u n > (N 1 + ½)q)] = P[–u n < u s – (N 1 + ½)q)]. Так как распределение шума принято симметричным, можно заменить для наглядности –u n на случайную величину ξ с тем же распределением; правую же часть последнего неравенства заменим привычным обозначением x. Вероятность P(ξ < x) как функция переменной x, т.е. смещенной в точку кодового перехода преобразуемой величины u s , есть не что иное, как интегральная функция распределения шума F(x). Теперь можно выразить математическое ожидание отсчета, (безразлично, однократного или усредненного): M(N ср ) = N 1 P(N 1 ) + (N 1 + 1) P(N 2 ) = N 1 [P(N 1 ) + P(N 2 )] + P(N 2 ) = N 1 + F(x). Таким образом, усредненный отсчет около точки кодового перехода меняется плавно, по интегральной кривой F(x). Ясно, что при усреднении конечного числа отсчетов эта кривая тоже окажется квантованной, но более мелко, чем характеристика АЦП. На рис. 2.18 показана зависимость N ср от u s , получаемая описанным способом. Если теперь увеличивать шум, отдельные кривые участки на рис. 2.18 сольются, и ровные площадки исчезнут, но останется некоторая нелинейность. Чем больше дисперсия шума, тем линейнее получается результирующая характеристика, но вместе с тем возрастает разброс результата N ср , вызванный шумом; поэтому для данного числа усредняемых отсчетов есть некоторая оптимальная дисперсия, при которой суммарная погрешность минимальна и соответственно разрешающая способность АЦП (число различимых градаций напряжения) максимальна. Другая, более важная ситуация возникает при измерении величин, представляющих собой разности квантованных координат, – чаще всего ее иллюстрируют на примере измерения длительности повторяющихся интервалов (N 1 + ½)q Рис. 2.18 N 2 = N 1 + 1 N 1 u s N ср 75 времени. На рис. 2.19 показана временнàя шкала, получаемая от генератора импульсов ГИ, и два возможных положения строба, длительность которого равна измеряемой длительности. Результатом измерения является число импульсов ГИ, уложившихся в строб, причем предполагается, что импульс, совпавший с началом строба, не регистрируется счетчиком, а импульс, совпавший с концом, – регистрируется. Если частота следования импульсов ГИ составляет f 0 , квант временной шкалы равен q = 1/f 0 Для расчета вероятностных характеристик погрешности квантования при многократных измерениях в этом случае, как и в любом другом, важно правильно описать статистический ансамбль. Рассмотрим несколько вариантов этого ансамбля. Первый вариант заключается в том, что строб постоянной длительности случайным образом многократно «бросают» на временную шкалу. Иначе говоря, устройство, являющееся источником измеряемого временного интервала, запускают случайным образом независимо от ГИ. На рис. 2.19 изображены два элемента именно такого ансамбля. Измеряемая длительность здесь постоянна и состоит из целого числа m квантов временной шкалы и дробной части r кванта (0 ≤ r < 1), причем на рисунке в качестве примера выбраны m = 4 и r ≈ 0,4. Конечно, при реальных измерениях число m, как правило, стараются иметь на несколько порядков больше. Как видно из рисунка, в зависимости от положения строба по отношению к импульсам шкалы может быть получен один из двух отсчетов: N 1 = m (Строб 1, при котором импульс с номером 5 не сосчитался) или N 2 = m + 1 (Строб 2 – считаются все пронумерованные на рисунке импульсы). Из рисунка видно также, что Строб 1 можно перемещать в пределах 1 – r = 0,6 кванта шкалы, не изменяя числа сосчитанных импульсов, а Строб 2 – только в пределах r = 0,4 кванта. Из этих геометрических соображений можно сделать вывод, что P(N 1 ) = 1 – r и P(N 2 ) = r Строб 1 ГИ t t t mq + rq 1 2 3 4 5 1/f 0 = q Строб 2 Рис. 2.19 76 Но двум возможным отсчетам N 1 = m и N 2 = m + 1 соответствуют и два значения абсолютной погрешности квантования: ∆ 1 = mq – (mq + rq) = –rq, и ∆ 2 = (m + 1)q – (mq + rq) = (1 – r)q. Отсюда математическое ожидание погрешности и ее дисперсия соответственно получаются в следующем виде: M(∆) = ∆ 1 P(N 1 ) + ∆ 2 P(N 2 ) = (–rq) (1 – r) + (1 – r)q r = 0, D(∆) = ∆ 1 2 P(N 1 ) + ∆ 2 2 P(N 2 ) = (–rq) 2 (1 – r) + (1 – r) 2 q 2 r = q 2 r(1 – r). Равенство нулю математического ожидания показывает, что простое усреднение результатов элементарных измерений дает несмещенную оценку длительности строба; нетрудно рассчитать и дисперсию среднего при заданном числе усредняемых отсчетов. На рис. 2.20 показан вид закона распределения погрешности для рассмотренного варианта статистического ансамбля. Два возможных значения погрешности, одно всегда положительное, а другое отрицательное, разнесены на квант между собой и имеют в общем случае разные вероятности, обратно пропорциональные их абсолютным значениям. Ясно, что при любом значении r отрезки, изображающие две эти вероятности, впишутся в треугольник, показанный на рис. 2.20 прерывистыми линиями. Основание этого треугольника имеет длину 2q. Может возникнуть вопрос: как в описываемой ситуации выглядит характеристика квантователя? Ответом на этот вопрос является помещенный на следующей странице рис. 2.21. Здесь t – текущее, а t q – квантованное время; зависимость между ними изображена в виде бесконечной ступенчатой функции. Погрешность квантования времени есть разность между ступенчатой функцией и линейной, условно проведенной через середины ступеней, чтобы «располовинить» погрешность. Показание счетчика N (в данном примере 6 импульсов) соответствует приращению квантованного времени ∆t q вместо действительного приращения ∆t (на рисунке – около 6,5q). Из рисунка видно, что погрешность квантования входит в результат измерения дважды – в начале (как положительная в данном примере погрешность ∆ н ) и в конце (как отрицательная в данном примере погрешность ∆ к ). Результирующая погрешность всегда составляет ∆ к – ∆ н Этот же рисунок можно трактовать и иначе – рассматривать ступень, отмеченную точкой t н , как нулевую ступень характеристики обычного квантователя по типу рис. 2.15. При таком подходе смещению точки t н относительно середины ступени, равносильному неточности установки нуля АЦП, дают особое название – погрешность несинхронизации. Если бы измеряемый строб начинался каждый раз в центре ступени квантования, то есть точно посередине между двумя импульсами ГИ, погрешность квантования измерителя интервала времени стала бы неслучайной и ничем не отличалась бы от погрешности обычного АЦП. q ∆ P(∆) Рис. 2.20 77 Последовательность измерений длительности повторяющегося интервала времени, организованная так, что строб каждый раз занимает одно и то же положение по отношению к импульсам ГИ, может рассматриваться как второй вариант статистического ансамбля. При непрерывно работающем ГИ этот вариант реализуется, например, путем периодического запуска источника строба с периодом T = m t q, где m t – некоторое целое число. Погрешность квантования при этом принимает одно определенное значение, равное при правильной синхронизации, когда строб каждый раз начинается точно посередине между двумя импульсами ГИ (иногда, наоборот, ГИ запускают от строба с соответствующей задержкой) меньшей по модулю из величин –rq и (1 – r)q. В качестве третьего варианта ансамбля элементарных измерений длительности повторяющегося интервала времени рассмотрим последовательность измерений, выполняемых с периодом T, некратным кванту временной шкалы. Исследование связи между погрешностями последовательных элементарных измерений в этих условиях представляет t к t н ∆ н ∆ к N ∆t ∆t q t q t t Рис. 2.21 78 собой сложную задачу. Из различных возможных соотношений между периодом измерений T и квантом временной шкалы q наиболее выгодно соотношение T = (m/n)q, где m и n – взаимно простые целые числа, причем n – число усредняемых элементарных измерений. Если реализовать такой период T, то в n последовательных элементарных измерениях начало строба по отношению к импульсам ГИ займет ровно n различных положений, равномерно распределенных в пределах кванта. Погрешность квантования усредненного результата при этом уменьшится в n раз по сравнению с погрешностью элементарного измерения. Наиболее часто погрешность квантования измерителя временных интервалов оценивают для случая, когда длительность измеряемого интервала меняется незакономерным образом от измерения к измерению, а положение начала строба по отношению к импульсам ГИ тоже случайно. В этих условиях погрешности ∆ н и ∆ к (см. рис. 2.21) статистически независимы, а так как распределение каждой из них принимается равномерным (см. рис. 2.17), то распределение суммарной погрешности ∆ q = ∆ к – ∆ н как свертка двух одинаковых равномерных распределений оказывается треугольным. Треугольник плотности распределения погрешности квантования в точности совпадает с пунктирным треугольником рисунка 2.20. Предельные значения погрешности составляют ±q; среднеквадратичная погрешность равна Таким образом, в зависимости от организации эксперимента, погрешность квантования может принимать одно значение, два в общем случае разновероятных значения, иметь равномерное или треугольное непрерывное распределение, и т.д. Отметим, что во всем предыдущем тексте, посвященном измерению длительности, погрешности выражались в единицах измеряемой величины. Часто удобнее выражать их в единицах отсчета – «импульсах»; тогда нужно везде заменить q на 1. Это особенно удобно при расчете погрешностей, выраженных не как абсолютные, а как относительные. Так, пусть в последнем случае получен отсчет N ≈ кв f 0 ∆t x импульсов, где символ «≈ кв », как и в разделе 1.5.4, означает «с точностью до ступени квантования»; f 0 есть частота импульсов ГИ, а ∆t x – измеряемая длительность. Предельные значения относительной погрешности квантования вычисляют просто как ±1/N. 2.3.2. Реальное квантование, статические составляющие погрешности цифровых средств измерений Из предыдущего раздела ясно, что анализ погрешности, вызванной даже идеальным квантованием, тесно связан с изучением вида статической характеристики АЦ преобразователя. Тем более это верно для неидеального квантования, при котором размеры и положение (по оси напряжений) ступеней характеристики отличаются от номинальных. При рассмотрении реальных характеристик АЦ преобразователей целесообразно затронуть и характеристики ЦА преобразователей, и даже начать с них; описывать эти характеристики проще, поскольку они состоят не из ступеней, а из отдельных точек. Намного 6 q q = σ 79 проще и определять их экспериментально: нужно задать поочередно все возможные кодовые комбинации и для каждой измерить информативный параметр выходного сигнала. На рис. 2.22, где показан примерный вид характеристики ЦАП, для простоты принято число разрядов n = 4. Пусть жирные точки на графике соответствуют измеренным значениям выходного напряжения U для каждой из шестнадцати входных кодовых комбинаций N. Удобно выражать параметры ЦАП, пользуясь двумя прямыми, изображенными на рис. 2.22 тонкими линиями. Сокращение НХ означает номинальную характеристику, а АП – аппроксимирующую прямую. Последняя в данном случае проведена через первую и последнюю точки реальной характеристики ЦАП; другие способы ее проведения будут рассмотрены ниже. Как и у всякого измерительного устройства, у ЦАП могут наблюдаться как смещение, так и поворот реальной характеристики относительно номинальной. Для микросхем ЦАП обычно указывают смещение нуля – напряжение U для точки, соответствующей N = 0, а также его температурный коэффициент; аналогично говорят о смещении последней точки характеристики, которое называют «погрешностью полного диапазона» («full scale error»). Однако предполагается, что до экспериментального определения смещения последней точки была произведена регулировка нуля; поэтому «full scale error» в действительности характеризует только поворот характеристики, т.е. мультипликативную ее деформацию. Обе указанные составляющие погрешности часто выражают в квантах q или, что то же, единицах младшего разряда (ЕМР) кода. В английских текстах используется аналогичная аббревиатура LSB, расшифровываемая как least significant bit (наименее значащий бит). Отметим, что мультипликативную погрешность ЦАП иногда называют «погрешностью усиления» (английское «gain error»), что особенно уместно в тех случаях, когда выходное напряжение ЦАП согласно формулам раздела 1.3.5 может быть выражено в виде: При этом ЦАП формально представляется усилителем опорного напряжения (инвертирующим или неинвертирующим в зависимости от принципа действия), с коэффициентом усиления µ < 1. 5 15 0 U N НХ НХ АП АП 10 Рис. 2.22 1 LSB mod REF REF U N N U U ± = ± = µ 80 Аддитивная и мультипликативная составляющие погрешности ЦАП, если их температурные коэффициенты невелики, обычно не мешают достижению высокой точности канала, содержащего ЦАП, так как могут быть значительно снижены аналоговыми регулировками или цифровой коррекцией. Более неприятна нелинейная составляющая погрешности. Характеризующий ее метрологический параметр, называемый нелинейностью или интегральной нелинейностью, определяется как максимальное отклонение точек реальной характеристики ЦАП от аппроксимирующей прямой (АП на рис. 2.22). Вот здесь и возникает вопрос, как нужно проводить АП. При ее проведении через начальную и конечную точку реальной характеристики ЦАП (в этом случае говорят о нелинейности по крайним точкам – «endpoint nonlinearity») не только наиболее просты вычисления, но и обеспечивается совместимость определений трех составляющих погрешности – аддитивной, мультипликативной и нелинейной, которые все опираются на одну и ту же АП. Однако, если ЦАП таков, что вся его реальная характеристика лежит по одну сторону от АП, у изготовителя микросхем появляется соблазн указать «располовиненную» нелинейность, проведя АП либо по методу наименьших модулей, либо по методу наименьших квадратов. Это представляется методически неверным и дезориентирующим пользователя. Специфика цифровых измерительных устройств по сравнению с аналоговыми состоит в том, что точки реальной характеристики аналогового устройства, как правило, ложатся на гладкую кривую, а характеристика многих цифровых устройств оказывается «рваной», негладкой, как это показано, в частности, и на рис. 2.22. Для описания «степени негладкости» статических характеристик вводится параметр, называемый дифференциальной нелинейностью. Для ЦАП этот параметр, вообще говоря, нужно определять следующим образом: измерить напряжения |