Электропривод. Электрический привод

• Название: Электрический привод
• Анкор: Электропривод
• Дата: 21.04.2023
• Размер: 5.41 Mb.
• Имя файла: Электропривод.pdf
• Тип: Учебное пособие; #1080352
• страница: 9 из 20

2.3.4 Характеристики асинхронного двигателя при питании
от источника тока
В последнее время в связи с развитие регулируемого асинхронного элек- тропривода возникла необходимость изучения свойств асинхронного двигателя при питании от источника тока. Это объясняется тем, что значительная часть используемых в приводе преобразователей частоты обладает свойствами ис- точника тока, т.к. они формируют в фазах двигателя токи, не зависящие от ре- жима работы машины и ее параметров. В этом случае схема замещения двига- теля имеет вид, показанный на рис. 2.56.
2.3.4.1 Токи намагничивания и ротора
При постоянном значении модуля тока
1
I
падение напряжения
ab
U
будет определяться полным сопротивлением участка a b
− схемы замещения (рис.
2.56). Комплексное сопротивление этого участка равно
(
)
(
)
2 2
1 2
1 2 2
2 1 2 2
m
m
ab
m
r
jx
jx
j L r
js L
s
Z
r
r
js L
j x
x
s
σ
σ
σ
′
⎛
⎞
′
+
⎜
⎟
′
′
ω
+ ω
⎝
⎠
=
=
′
′ + ω
′
+
+
где
2 2
m
L
L
L
σ
′
=
+
Модуль
ab
Z
можно определить как
(
)
(
)
2 1 2 2
2 1 2 2
1
/
1
/
ab
m
m ab
s L
r
z
x
x
s L r
σ
′
′
+ ω
=
= ζ
′
+ ω
Значение
ab
U
можно представить через ток статора
1
I
и полное сопротивление
ab
z
как
1 1
ab
ab
m ab
U
I z
I x
=
=
ζ
, т.е. характер его из- менения полностью соответствует измене- нию
ab
ζ
, т.к.
1
I
и
m
x
постоянные величины.
Отсюда намагничивающий ток
1 1 2 2
1 2
/
/
s
m
ab
m
ab
I
U
x
I
I L
L
I k
→±∞
σ
σ
′
=
= ζ ⎯⎯⎯→
=
, где
2 2
/
m
k
L
L
σ
σ
′
=
Изменение тока намагничивания в функции скольжения показано на рис.
2.57, а). В режиме холостого хода весь входной ток протекает по ветви намаг- ничивания, а по мере роста скольжения его значение уменьшается и стремится к величине
1 2
I k
σ
. Уже при малых отклонениях от точки холостого хода, т.е. при скольжениях соответствующих рабочему режиму, происходит резкое уменьше- ние тока намагничивания, что вызывает пропорциональное уменьшение основ-
Рис. 2.56

109
ного магнитного потока, крайне неблагоприятно сказывающееся на работе ма- шины. Уменьшение магнитного потока на рабочем участке будет происходить также из-за глубокого насыщения магнитопровода, если во всех режимах под- держивать ток статора на уровне, превышающем значение тока холостого хода.
Но работа машины при токе холостого хода невозможна, т.к. создаваемый ею момент будет равен нулю. Поэтому ток статора двигателя в процессе работы нужно изменять в зависимости от скольжения обратно пропорционально функ- ции
( )
ab
s
ζ
, т.е.
10 1
( )
( )
ab
I
I s
s
=
ζ
, где
10
I
– ток холостого хода (рис. 2.57, б). Тогда
10 1
10
( )
( )
( )
( )
const
( )
m
ab
ab
ab
I
I s
I s
s
s
I
s
=
ζ
=
ζ
=
=
ζ
. Этот режим соответствует работе двигателя с постоянным магнитным потоком, равным потоку в режиме холо- стого хода.
Функциональную зависимость
1
( )
I s
для общего случая частотного управ- ления можно представить в виде
(
)
(
)
2 1 2 2
1 10 2
1 2 2
1
/
( )
1
/
s L r
I s
I
s L
r
σ
′
+ ω
=
′
′
+ ω
, т.е. в этом случае управление током статора нужно осуществлять в функции скольжения, а точнее, в функции частоты ротора, т.к.
1 2
s
ω = ω .
Из схемы замещения рис. 2.56 ток ротора можно определить как
(
)
( )
(
)
(
)
1 1
2 1
1 2 2
2 2
2 2
1 2 2
2 2
2 1 2 2
1
/
/
1
/
s
ab
ab
m
U
I z s
s L
I
I
I k
r
s L r
r s
x
r
s L
r
→±∞
σ
σ
ω
′ =
=
=
⎯⎯⎯→
′
′
′
′
′
′
+ ω
+
+ ω
, где
2 2
/
m
k
L L
=
– коэффициент электромагнитной связи ротора.
Рис. 2.57

110
Характер изменения тока ротора показан на рис. 2.56, а. В режиме холосто- го хода он равен нулю, а с увеличением скольжения монотонно стремится к значению
1 2
I k
Таким образом, при питании асинхронного двигателя от источника тока с изменением нагрузки происходит перераспределение тока между ветвями на- магничивания и ротора. При этом, в отличие от режима питания от источника
ЭДС, электромеханические характеристики монотонны и симметричны относи- тельно точки холостого хода.
2.3.4.2 Электромагнитный момент
Определим электромагнитный момент АД, через основной магнитный по- ток на полюс машины
m
m m
L I
Φ =
и действующее значение активного тока рото- ра
2a
I′
1 2а
p m m
M
m z L I I
=
, где
1
m
– число фаз статора;
p
z
– число пар полюсов.
Найти активную составляющую тока ротора не составляет труда, пользуясь схемой замещения рис. 2.56 –
(
)
(
)
2 2а
1 2
2 2
2 2
1 2 2
2 1 2 2
/
1
/
1
/
ab
ab
ab
U
U s
z s
I
I
I
r s
jx
r
s L
r
r
s L
r
σ
σ
σ
′ =
⇒
=
=
′
′
+
′
′
′
′
′
′
+ ω
+ ω
Тогда, с учетом
1
/
m
ab
m
I
I z
x
=
, электромагнитный момент АД будет равен –
m
M
M
=
μ
, (2.140) где
2 2
1 1
2 2
m
m
p
m
L
M
z
I
L
=
– критический момент,
2
m
m
s
s
s
s
μ =
+
– относительное зна- чение момента, а
2 2
2 2
m
m
r
r
s
x
x
x
σ
′
′
= ±
= ±
′ +
– критическое скольжение.
Нетрудно заметить, что выражение (2.140) представляет собой формулу
Клосса, но, в отличие от режима питания от источника ЭДС, в ней отсутствуют элементы
1 2
/
m
m
as
r s
r′
=
. Это вполне объяснимо, т.к. питание от источника тока исключает влияние падения напряжения в цепи статора (
1 1
r
jx
σ
+
)на процессы в двигателе и в этом смысле эквивалентно условию
1 1
0
r
x
σ
=
=
. Как следствие этого, критические моменты при токовом питании в режиме двигателя и гене- ратора одинаковы (рис. 2.58, а) и вся механическая характеристика симметрич- на относительно точки холостого хода. Сравнивая критические моменты в дви- гательном режиме при двух видах питания и полагая, что ток статора равен но- минальному, получим для их отношения
2 1
2 2
2 2
1 1
1 2
3 1
(
)
mU
n
mI
n
m
n
M
U
L
M
I
L
L
L
σ
σ
=
⋅
=
′
ω
+
…

111
Сопоставляя аналогично критические скольжения, получим
(
)
2 2
2 1
1 2
3 20
mU
mI
s
x
s
r
x
x
σ
σ
σ
′
=
=
′
+
+
…
При питании от источника тока асинхронный двигатель развивает при про- чих равных условиях больший электромагнитный момент, чем в случае пита- ния от источника ЭДС. Для получения представления о количественном соот- ношении положим
1 1
2
;
n
n
I
I
I
s s
=
≈
=
и сопоставим критический момент
mI
M
с моментом
n
M
, соответствующим номинальному скольжению при питании от источника ЭДС. Тогда для двигателей мощностью от 1 до 90 кВт получим
2 1
2 2 1,3 4,5
mI
n
n m
n
M
s
L
M
r x
ω
=
=
′
…
На самом деле это отношение будет большим, т.к. номинальный момент здесь рассчитывается по значению тока ротора при условии приближенного равенст- ва
2 1n
I
I
≈
, в то время как
2 1n
I
I
<
. Способность асинхронного двигателя разви- вать больший момент при питании от источника тока широко используется, на- пример, для разгона гиродвигателей.
Проанализируем теперь влияние частоты источника питания на механиче- скую характеристику АД. В соответствии с (2.140) эта характеристика полно- стью определяется двумя параметрами – критическим моментом
m
M
и сколь- жением
m
s
. Величина критического момента не зависит от частоты, а критиче- ское скольжение можно представить в виде
2 2
1 1
1 2
2 1 2 1 2 1
2 1
1
const
m
m
m
r
r
s
s
x
L
T
T
′
′
ω − ω
= ±
= ±
= ±
= ±
⇒ ω − ω = ω = ω =
=
ω
ω
ω
Таким образом, критическое скольжение изменяется обратно пропорцио- нально изменению частоты сети
1
ω . Однако частота скольжения в точке опро- кидывания
2 2
1/
const
m
T
ω =
=
остаётся постоянной. Поэтому при изменении а)
б)
Рис. 2.58

112
частоты питания
1
ω механические характеристики будут просто смещаться па- раллельно естественной характеристике (рис. 2.58, б).
2.3.5. Механические характеристики асинхронного двигателя при
несимметричных режимах
Иногда для получения искусственных механических характеристик ис- пользуют схемы питания двигателя несимметричным напряжением. Однако чаще асимметрия возникает вследствие асимметрии параметров двигателя или источника питания.
Асимметрию напряжения можно создать, например, подключив одну из фазных обмоток к линейному напряжению через автотрансформатор (рис. 2.59,
а
). Предельные режимы, соответствующие крайним положениям скользящего контакта автотрансформатора, можно реализовать переключающим контактом
S
, показанным на рис. 2.59, б. Переключение на нормально разомкнутый кон- такт ключа S соответствует однофазному включения статора асинхронного дви- гателя.
Как известно любое несим- метричное напряжение трёхпро- водной трёхфазной сети можно разложить на две симметричные системы с прямым и обратным по- рядком чередования фаз.
Полагая машину линейным объектом, можно считать, что на неё действуют два независимых симметричных источника питания с фазными напряжениями
1
U
+
и
1
U
−
, и представить её в виде двух одинаковых двигателей АД+ и АД–, подключённых к соответствующим сетям и соединённых общим валом (рис. 2.60, а).
В двигателе АД+ магнитное поле вращается в положительном направле- нии, и он развивает положительный вращающий момент
M
+
. В двигателе АД– поле вращается в противоположном направлении и развиваемый момент отри- цательный M
−
. Результирующий момент, действующий на вал машины, равен сумме моментов, создаваемых полями прямого и обратного вращения, т.е.
M
M
M
+
−
=
+
Схемы замещения, соответствующие условиям работы АД+ и АД– приве- дены на рис. 2.60, б. Скольжению s двигателя АД+ соответствует скольжение
(2–s) двигателя АД–. Отсюда, пользуясь формулой Клосса, можно получить уравнение механической характеристики при несимметричном питании
Рис. 2.59.

113 2
2 2
2 2 (1
)
2 (1
)
2 2
2 2
2 2
2 2
m
m
m
m
m
m
m
m
m
m
m
m
m
m
as
as
M
M
M
M
s
s
s
s
as
as
s
s
s
s
M
s
s
s
s
s
s
s
s
+
−
+
−
+
−
⎛
⎞
⎜
⎟
υ
+
υ
+
⎜
⎟
=
+
=
−
≈
−
⎜
⎟
+
+
+
+
⎜
⎟
−
⎝
⎠
⎛
⎞
⎜
⎟
υ
υ
⎜
⎟
≈
−
−
⎜
⎟
+
+
⎜
⎟
−
⎝
⎠
(2.141) где:
m
M – критический момент при номинальном напряжении питания;
1 1
1 1
/
;
/
n
n
U
U
U
U
+
+
−
−
υ =
υ =
– относительные значения фазных напряжений пря- мой и обратной последовательности.
Механические характеристики при несимметричном питании двигателей с малым и большим критическим скольжением приведены на рис. 2.61 а и б. Оче- видно, что характеристики двигателей с малым сопротивлением цепи ротора
(малым скольжением) непригодны для практики. В машинах с большим сопро- тивлением результирующая механическая характеристика ( )
M
ω
монотонная и позволяет обеспечить устойчивую работу привода в четырёх квадрантах. Одна- ко энергетические показатели такого привода очень низкие, поэтому регулиро- вание путём создания асимметрии питания применяется только в микромощ- ных машинах систем автоматики.
До недавнего времени принцип получения требуемых параметров механи- ческой характеристики путём воздействия двух разнонаправленных вращаю- щих моментов использовался в т.н. двухдвигательных приводах для получения низких скоростей вращения. Схема таких приводов идентична физической мо- дели двигателя на рис. 2.60, а. Отличие заключается только в том, что вместо моделей машин в двухдвигательном приводе к общему валу присоединяют два реальных асинхронных двигателя с фазным ротором со включёнными добавоч-
Рис. 2.60

114
ными сопротивлениями. Одна из машин работает в режиме двигателя, а вторая
– в тормозном режиме противовключения или динамического торможения. Та- кие приводы обладают повышенной надёжностью, но плохими энергетически- ми показателями, и в настоящее время вытесняются асинхронными приводами с частотным управлением.
Предельным случаем асимметрии питания является однофазное включе- ние, при котором магнитное поле в машине пульсирующее, а составляющие прямой и обратной последовательности одинаковы. Введение дополнительных сопротивлений в цепь ротора позволяет получить в режиме однофазного вклю- чения механическую характеристику, проходящую через начало координат и располагающуюся во втором и четвёртом квадрантах (рис. 2.61, в), т.е. характе- ристику тормозного режима. Этот режим используют в приводах подъёмно- транспортных механизмов наряду с торможением противовключением.
2.3.6. Регулирование скорости вращения асинхронных двигателей
Возможность и диапазон регулирования скорости вращения в современном электроприводе является одним из важнейших критериев выбора типа двигате- ля. Регулирование скорости асинхронных двигателей может производиться тремя способами:
1)
изменением каких-либо параметров электрических цепей двигателя;
2)
введением добавочной ЭДС в цепь ротора двигателя;
3)
изменение параметров источника питания.
Первый способ, называемый параметрическим регулированием, обеспечи- вается включением активных или активно-индуктивных сопротивлений в цепи статора или ротора, а также изменением числа пар полюсов магнитного поля машины.
Введение добавочной ЭДС в цепь ротора осуществляется в каскадных ус- тановках, включающих помимо асинхронного двигателя с фазным ротором машинные или вентильные преобразователи энергии, с помощью которых мощ- ность скольжения возвращается в питающую трёхфазную сеть или передаётся на вал рабочего механизма.
Рис. 2.61

115
Изменение параметров электрической энергии возможно, если источника- ми питания являются электромашинные генераторы или полупроводниковые преобразователи. В современной практике используются исключительно по- следние, и с их помощью формируются напряжения или токи статора функцио- нально связанные, с частотой или с положением в пространстве полюсов маг- нитного поля машины.
Оценку способов регулирования скорости вращения необходимо произво- дить с учётом того, что работа машины при этом должна проходить в длитель- ном режиме. Поэтому потери энергии и связанная с ними величина КПД, а та- кже величина коэффициента мощности имеют существенное значение. Кроме того, качество регулирования оценивается возможным диапазоном изменения скорости вращения в виде отношения max min
/
D
= ω
ω , где max
ω и min
ω – макси- мально и минимально возможные скорости вращения при соблюдении опреде- лённых условий. Например, перегрузочной способности двигателя или статиз- ма механической характеристики и т.п.
В разделе 2.3.2 были в основном рассмотрены способы параметрического регулирования введением активных и активно индуктивных сопротивлений в цепи статора и ротора, используемые для формирования пусковых и переход- ных режимов привода. Все они отличаются низким КПД, снижающимся при уменьшении скорости, и диапазоном регулирования не превышающим 1,5
…2.
В современной практике эти способы не находят применения.
Во многих простых механизмах, где не требуется плавное регулирование скорости вращения, достаточно обеспечить работу с двумя, тремя скоростями.
Самым простым решением для таких приводов является использование много- скоростных асинхронных двигателей и релейно-контакторной системы управ- ления, с помощью которой осуществляется переключение соединений обмоток.
Многоскоростные двигатели применяются в приводах металлорежущих и дере- вообрабатывающих станков, грузовых и пассажирских лифтах, в приводах вен- тиляторов и насосов и в ряде других случаев.
Регулирование скорости вращения с помощью каскадных установок до не- давнего времени применялось в приводах большой мощности с диапазоном ре- гулирования в пределах 10 8 :1
D
=
…
. Однако в настоящее время они вытесня- ются из этой области асинхронными приводами с частотным управлением.
Самым распространённым в настоящее время способом регулирования скорости вращения асинхронных двигателей является частотное регулирова- ние. Этот способ позволяет эффективно регулировать скорость вращения в ши- роких пределах в четырёх квадрантах, включая двигатели с короткозамкнутым ротором.
2.3.6.1. Влияние частоты питания на электромагнитные процессы
Составим уравнение Кирхгофа для контура статора асинхронного двигате- ля
1 1
1 1
1 1 1 1
Ф / 2
m
e
U
r I
j L I
j w
σ
=
+ ω
+ ω
, (2.142)

116
где
1 1
2 f
ω = π – частота питающей сети;
1e
w
– эффективное число витков фазной обмотки статора.
Отсюда комплексная амплитуда основного магнитного потока в предполо- жении, что начальная фаза напряжение питания принята за начало отсчёта, т.е. что
0 1
1 1
j
U
U e
U
=
=
:
1 1
1 1
1 1
1 1
Ф
2 2
m
e
j
U
r
I
j
L I
f
f
w
σ
⎛
⎞
−
=
−
−
π
⎜
⎟
π
⎝
⎠
. (2.143)
Из выражения (2.143) следует, что при малых значениях активного сопро- тивления обмотки статора
1 0
r
≈ и индуктивности рассеяния
1 0
L
σ
≈ магнитный поток в рабочем зазоре определяется отношением напряжения и частоты пита- ния:
1 1
1 1
m
U
U
C
C
f
′
Φ =
=
ω
, (2.144) где
1 1
1 2
;
2
e
e
C
C
w
w
′
=
=
π
– некоторые константы.
Значит, для регулирования магнитного потока необходимо управлять эти- ми величинами взаимосвязано. Поэтому преобразователи должны иметь два канала управления выходным напряжением и частотой, между которыми необ- ходимо создать некоторую функциональную связь. В простейшем случае управления с поддержанием постоянного магнитного потока изменение выход- ной частоты должно сопровождаться пропорциональным изменением напряже- ния так, чтобы
1 1
const
U
f
=
. (2.145)
Так как повышение напряжения выше номинального значения недопусти- мо, то выполнение условия (2.145) возможно только при снижении частоты пи- тания ниже номинальной. Регулирование в области частот выше номинальной возможно только при постоянном номинальном напряжении
1 1
const
n
U
U
=
=
, а значит, с ослаблением магнитного потока:
1 1
var
n
U
f
=
. (2.146)
Таким образом, функциональные связи между каналами управления на- пряжением и частотой преобразователя в соответствии с выражениями (2.145) и
(2.146) обеспечивают двухзонное регулирование с постоянным в первом при- ближении магнитным потоком (моментом) и с ослаблением потока, т.е. с по- стоянной мощностью, совершенно аналогично двухзонному регулированию машин постоянного тока.
2.3.6.2. Законы частотного управления
Функциональная связь между каналами управления напряжением и часто- той питания статора, называется законом частотного управления.

117
В 1925 году академик Михаил Полиевктович Костенко сформулировал общий закон, обеспечивающий оптимальные условия работы двигателя в сле- дующей форме: чтобы обеспечить оптимальный режим работы асинхронного
двигателя при всех значениях частоты и нагрузки, необходимо относительное
напряжение двигателя изменять пропорционально произведению относитель-
ной частоты на корень квадратный из относительного момента –
γ = α μ (2.147) где
1 1
1 1
/
;
/
n
n
U U
α = ω ω
γ =
– относительная частота и напряжения питания, а
/
n
M M
μ =
– относительный электромагнитный момент. В этих выражениях ба- зовыми являются номинальные значения, обозначенные индексом n.
Если магнитная цепь машины слабо насыщена и активным сопротивлени- ем статора можно пренебречь, то асинхронный двигатель в этом случае будет работать при практически постоянном коэффициенте мощности, запасе стати- ческой устойчивости и абсолютном скольжении.
Закон Костенко можно получить из следующих элементарных соображе- ний. Если предположить, что коэффициент перегрузочной способности при ре- гулировании остается постоянным, то критический момент, зависящий от квад- рата величины магнитного потока, также должен оставаться постоянным и от- ношение моментов при двух различных частотах будет равно
( )
( )
2 2
Ф
Ф
Ф
Ф
M
M
M
M
′
′
′
′
=
⇒
=
′′
′′
′′
′′
(2.148)
Но если пренебречь
1
r
, то напряжение статора будет уравновешиваться в ос- новном ЭДС магнитного потока и отношение напряжений будет равно
1 1
Ф
Ф
U
E
U
E
′
′
′ ′
ω
≈
=
′′
′′
′′ ′′
ω
. (2.149)
Подставляя (2.148) в (2.149), получим закон Костенко
1 1
U
M
U
M
′
′
′
ω
=
⇔ γ = α μ
′′
′′
′′
ω
Для некоторых простейших случаев из закона Костенко можно исключить относительный момент. Полагая с точностью до скольжения
1
ω ≈ ω
, предста- вим уравнение механической характеристики нагрузки степенной функцией
k
c
M
C
= ω или, в относительных единицах, как
k
μ = α . Тогда выражение (2.147) примет вид
1 2
k
⎛
⎞
+
⎜
⎟
⎝
⎠
γ = α
и для типичных видов нагрузки мы получим законы управления, приведённые в таблице 2.4.
Эти законы являются фактическим стандартом, заложенным во все со- временные преобразователи частоты широкого применения.

118
Закон Костенко можно использовать в разомкнутых и в замкнутых систе- мах управления. Сущностью его является управление напряжением (магнит- ным потоком) машины в функции нагрузки на валу без непосредственного ее измерения. Если нагрузка уменьшается, то магнитный поток можно также уменьшить, уменьшив напряжение, но сохранив при этом запас статической ус- тойчивости.
Закон Костенко получен в предположении, что
1 0
r
≈ и
1 0
L
σ
≈ , однако об- мотка статора обладает конечными значениями
1
r
и
1
L
σ
. Поэтому при измене- нии частоты изменяется второе слагаемое в выражении (2.143) и, соответствен- но, величина потока. Изменение нагрузки двигателя приводит к изменению то- ка статора, который через второе и третье слагаемое влияет на магнитный по- ток. При этом уменьшение магнитного потока, связанное с активным сопротив- лением, зависит от изменения частоты и нагрузки двигателя, а уменьшение по- тока, связанное с индуктивностью рассеяния, – только от нагрузки.
Полагая реактивный ток статора равным нулю, можно прийти к заключе- нию, что при выполнении условия (2.145) всегда существует такое значение то- ка и/или частоты питания, при котором магнитный поток в зазоре снижается до нуля и, следовательно, вращающий момент двигателя становится равным нулю, т.е.
1 1
0;
1 1
1 1
1
const
2 0
f
I
m
r
C
I
j
L I
f
→
→∞
σ
⎛
⎞
Φ =
−
−
π
⎯⎯⎯⎯⎯
→
⎜
⎟
⎝
⎠
Умножим и разделим выражение (2.113) для максимального момента двигателя на величину частоты сети
1
ω . Тогда действительно видно, что при снижении частоты питания с сохранением условия
1 1
/
const
U
ω =
опрокидывающий мо- мент стремится к нулю
(
)
1 1
1 2
1 1
/
const;
0 1
2 2
2 1
1 1
1 1 1 1 1 2 0
2
p
U
m
m z
U
M
c r
r
L
c
L
ω =
ω →
σ
σ
ω
=
⎯⎯⎯⎯⎯⎯⎯
→
⎡
⎤
ω
′
±
+ ω
+ ω
⎢
⎥
⎣
⎦
. (2.150)
Таким образом, управление по закону
1 1
/
const
U
ω =
может обеспечить
работу привода с сохранением перегрузочной способности двигателя при по-
стоянной статической нагрузке только в ограниченном диапазоне регулирова-
ния. На рис. 2.62 показаны механические характеристики для этого закона управления. Там же показаны кривые точек опрокидывания для двигателей
Таблица 2.4
Вид нагрузки
Статическая
(
const;
0
c
M
k
=
=
)
Вентиляторная
(
2
;
2
c
M
C
k
= ω
=
)
Постоянная мощность
(
const;
1
c
M
k
ω =
= −
)
Закон управления
γ = α
2
γ = α
γ = α

119
различной мощности. Как и следовало ожидать, с увеличением мощности уве- личивается диапазон частот, в пределах которого опрокидывающий момент ос- таётся практически постоянным. Это связано с тем, что относительное значение активного и индуктивного сопротивления статора с увеличением мощности уменьшается и, соответственно, уменьшается их влияние на электромагнитный момент двигателя.
Обозначим относительное значение частоты ЭДС и тока в роторе через
2 1
/
n
β = ω ω и включим все относительные значения в параметры схемы замеще- ния асинхронного двигателя, соответствующие номинальной частоте питания, с учётом того, что
2 1
/
/
s
= ω ω = β α (рис. 2.63, а). Эту схему можно преобразовать, заменив падения на- пряжения на реактивных элементах на ЭДС соответствующих магнитных потоков. Так па- дение напряжения на индуктивном сопротив- лении
1
x
σ
равно:
1 1
1 1
1 1
1
ab
n
n
U
jx
I
j
L I
j
σ
σ
σ
=
α = ω α
= ω αΨ , где
1 1
1
L I
σ
σ
Ψ =
– потокосцепление потока рас- сеяния статора. Аналогично можно преобразо- вать все падения напряжения на реактивных элементах. Тогда, пренебрегая потерями в ста- ли, получим схему замещения, показанную на рис. 2.63, б. В этой схеме паде- ния напряжения
1 1
1 1
1 1
1 1
2 2
2 2
1 1
1
;
;
m
m
ad
m
n
n
n
m
m
bd
m
n
m
m
cd
m
n
n
n
U
jx
I
jx
I
j
j
j
U
jx
I
j
U
jx
I
jx
I
j
j
j
σ
σ
σ
σ
=
α +
α
= ω αΨ + ω αΨ = ω αΨ
=
α
= ω αΨ
′
′
′
=
α
+
α
= ω αΨ
+ ω αΨ = ω αΨ
(2.151) представляют собой соответственно ЭДС, наводимые в машине полным маг- нитным потоком статора
1 1
m
σ
Ψ = Ψ + Ψ , основным магнитным потоком в зазоре машины
m
Ψ и полным магнитным потоком ротора
2 2
m
σ
′
Ψ = Ψ
+ Ψ
Из рис. 2.63 видно, что все параметры схемы замещения кроме активного сопротивления статора
1
r
являются линейными функциями от относительной частоты питания
α. Поэтому при уменьшении частоты
0
ad
U
→ , а
1 1 1 1
r
U
r I
U
=
→
. Для исключения этого явления нужно изменить закон управле- ния так, чтобы
(
)
1 1
1 1
1 1
/
/
/
const
ad
ad N
U
U
U
r I
ω = α
ω =
−
ω =
, т.е.
1 1
1
ad N
U
U
r I
= α
+
, где
ad n
U
– падение напряжения между точками ad при номинальной частоте в режиме холостого хода машины. Тогда уравнение (2.142) преобразуется сле- дующим образом:
Рис. 2.62

120 1
1 1
1 1
1 1 1 1 1 1
1 1
1
Ф / 2
/
Ф / 2 const
m
ad N
e
m
ad N
N
e
U
U
r I
r I
j L I
j w
U
jL I
jw
σ
σ
= α
+
=
+ ω
+ ω
⇓
ω =
+
=
(2.152) т.е. из него исключается падение напряжения на активном сопротивлении ста- тора. Такой закон управления называется IR-компенсацией. Из условия
1
/
const
ad
U
ω =
и (2.151) следует, что
1 1
1 1
const
ad
ad N
N
N
U
U
= α
= ω αΨ ⇒ Ψ = Ψ =
, т.е. IR-компенсация означает стабилизацию магнитного потока, сцепляющегося с обмоткой статора, на уровне режима идеального холостого хода.
Введение IR-компенсации эквивалентно подключению источника питания с напряжением
ad n
U
α
непосредственно к точкам ad схемы замещения. Тогда максимальный момент и критическое скольжение будут равны
(
)
(
)
2 2
2 1
1 2 2 2
1 1 1
1 2 1 1 1
1 2
const
2 2
p
ad N
p
ad N
m
n
n
m z
U
m z U
M
c L
c L
c L
c L
σ
σ
σ
σ
α
= ±
= ±
=
′
′
α ω
+
ω
+
. (2.153)
(
)
1 2 1 2 1
1 2 1
1 2
const
m
m
m
c r
c r
s
x
c x
x
c x
σ
σ
σ
σ
′
′
β
= ±
= ±
⇒ β =
=
′
′
α
+
α
+
, (2.154)
Таким образом, механические ха- рактеристики при управлении с IR- компенсацией смещаются параллельно, сохраняя жёсткость на рабочем участ- ке, и по виду идентичны характеристи- ками при частотно-токовом управле- нии, приведённым на рис. 2.58, б.
Сходство этих характеристик неслу- чайно, и объясняется тем, что в обоих случаях, но различными способами, исключается влияние параметров ста- торной обмотки на электромагнитные процессы в машине.
Из выражений (2.153) и (2.154) следует, что опрокидывающий момент и критическое скольжение при управ- лении с IR-компенсацией больше, чем у естественной механической характеристики. При этом жёсткость её на рабо- чем участке несколько больше.
Однако IR-компенсация не может исключить влияние нагрузки двигателя на основной магнитный поток. Для этого нужно компенсировать падение на- пряжения на индуктивном сопротивлении рассеяния статора, иначе говоря, ста- билизировать напряжение
bd
U
. Условием стабилизации этого напряжения явля- ется управление по закону
[
]
1 1
1 1
1 1
1
/
/
(
)
/
const
bd
bd N
U
U
U
r
jx I
σ
ω = α
ω =
−
+
ω =
,
Рис. 2.63

121
или
1 1 1 1
1 1
(
)
bd N
bd N
U
U
r
jx I
U
Z I
σ
= α
+
+
= α
+
, где
bd n
U
– падение напряжения между точками bd при номинальной частоте в режиме холостого хода машины.
Такой закон управления называется IZ-компенсацией. Уравнение Кирхгофа для цепи статора при IZ-компенсации преобразуется к виду
1 1
1 1
1 1 1 1
1 1 1 1 1
1
(
)
Ф / 2
/
Ф / 2 const
m
bd N
e
m
bd N
N
e
U
U
r
j L I
r I
j L I
j w
U
jw
σ
σ
= α
+
+ ω
=
+ ω
+ ω
⇓
ω =
=
(2.155) т.е. основной магнитный поток в машине стабилизируется на уровне холостого хода.
Используя представление эффекта IZ-компенсации в виде эквивалентного источника, подключённого к точкам bd схемы замещения, получим выражения для критического момента и скольжения
2 2
2 1
1 2 2 2
2 2
1 1 2 1 1 2
const
2 2
p
bd N
p
bd N
m
n
n
m z
U
m z U
M
c L
c L
σ
σ
α
= ±
= ±
=
′
′
α ω
ω
. (2.156)
2 2
2 2
const
m
m
m
r
r
s
x
x
σ
σ
′
′
β
= ±
= ±
⇒ β =
=
′
′
α
α
, (2.157)
Таким образом, вид механических характеристик при IZ-компенсации имеют такой же вид, как характеристики при управлении с IR-компенсацией, но опрокидывающий момент у них при условии
bd n
ad n
U
U
≈
приблизительно вдвое больше и во столько же раз больше критическое скольжение.
Рассмотрим теперь последний возможный вариант – частотное управление со стабилизацией магнитного потока ротора. Полагая, что каким-либо образом удалось выполнить условие
1 1
2 2
/
/
const const
cd
cd N
N
U
U
ω = α
ω =
⇔ Ψ = Ψ =
Если не учитывать ветвь намагничивания, то это условие эквивалентно при- ближенному равенству
[
]
1 1
1 1
1 2
(
)
cd N
U
U
r
j x
c x
I
σ
σ
′
≈ α
+
+
+
. Подставим напряже- ние в точках cd схемы замещения в уравнение механической характеристики
(2.111) вместо
1
U
. Тогда получим:
(
)
2 2
2 2
1 1
1 1
2 1
1 2 2 2
2 2
2 2
1 1 2 1 1 2 1 2 2
2
p
cd N
N
p
cd N
p
N
s N
N
N
n
n
m z
U
m z U
m z
M
M
s
s
s
c r
c r
c r
α
αω
Ψ
≈
=
αω
=
αω
=
α − ν
′
′
′
ρ
α ω
ω
⇓
ν = α − ρ μ
(2.158) где:
2 1
2 1
2 1 2 2
p
N
s
N
m z
M
c r
Ψ
=
ω
′
– пусковой момент при номинальном потокосцеплении ротора
2
n
Ψ и номинальной частоте сети
1
N
ω ;
0
/
N
ν = ω ω – относительная ско- рость вращения;
2 2
1 2 1
/
r
c r
Σ
′
′
≤ ρ =
< ∞ – относительное сопротивление цепи рото- ра.

122
Уравнение механической характеристики асинхронного двигателя в отно- сительных единицах (2.158) полностью идентично уравнению (2.13) двигателя постоянного тока независимого возбуждения при условии постоянства магнит- ного потока. В асинхронном двигателе потоком ротора также можно управлять и тогда эти уравнения будут одинаковыми для всех способов регулирования.
Механические характеристики, соответствующие режимам стабилизации потоков статора, ротора и основного потока показаны на рис. 2.64. Там же штриховой линией для сравнения показана естественная механическая характе- ристика.
Как уже упоминалось выше, частотное регулирование по закону Костенко осуществляется с помощью создания соответствующей функциональной связи между каналами управления частотой и напряже- нием преобразователя. Для стабилизации магнит- ного потока статора или потока в зазоре необхо- дима обратная связь по какому-либо параметру, связанному с этими величинами, что предполага- ет наличие соответствующего датчика. Можно измерять магнитный поток в зазоре, поместив в него датчики Холла, или измерять ЭДС основно- го магнитного потока, поместив в пазы статора измерительные витки. Однако самый простой и распространённый способ стабилизации основан на измерении фазного тока и введении положи- тельной обратной связи по пропорциональному падению напряжения на активном сопротивлении или, реже, на полном сопротивлении обмотки статора, т.е. IR или IZ- компенсация в том виде, в каком она была рассмотрена.
2.3.6.3. Векторное управление асинхронным приводом
В настоящее время для регулирования скорости вращения и вращающего момента с использованием векторного представления величин в асинхронном приводе применяются в основном два способа:
1.
управление электромагнитным моментом путем разложения тока статора на составляющие, пропорциональные величине магнитного потока ротора и величине момента;
2.
управление электромагнитным моментом путём изменения взаимно- го положения магнитных потоков статора и ротора.
Сущность первого способа заключается в математическом представлении асинхронного двигателя в форме аналогичной двигателю постоянного тока не- зависимого возбуждения и использовании основанных на этом представлении методов управления. Возможность такого решения основана на том, что проек- ция пространственного вектора тока статора на ось полюсов магнитного поля ротора (продольную ось)
1
d
i
пропорциональна величине магнитного потока, а
Рис. 2.64

123
проекция на ортогональную (поперечную) ось
1
q
i
пропорциональна величине электромагнитного момента
1 1
2 2
1 2 1 2
2 2
2
;
2 2
p m
p
d
q
m
m z L
m z
i
M
i
L
L
r
Ψ
=
=
Ψ
=
Ψ ω
′
, (2.159) где
2 2
m
L
L
L
σ
′
=
+
– полная индуктивность обмотки ротора.
Таким образом, продольная проекция является полным эквивалентом тока возбуждения машины постоянного тока, а поперечная проекция эквивалентом тока якоря.
Второе равенство в уравнении электромагнитного момента (2.159) являет- ся уравнением механической характеристики
1 1
1 2
2 2
2 2
2 1
2 1
2 2
2 2
2
(
)
2 2
2
p
p
p
N
m z
m z
m z
M
s
r
r
r
=
Ψ ω =
Ψ ω =
Ψ ω α − ν
′
′
′
⇓
ρ
ν = α −
μ
ϕ
(2.160) где:
2 2
1
/
0
N
≥ ϕ = Ψ Ψ > – относительное значение потокосцепления ротора;
/
s
M M
μ =
– значение электромагнитного момента, отнесённое к величине но- минального пускового момента
1 2
2 1
2 2
p
s
N
N
m z
M
r
=
Ψ ω
′
Уравнения механических характеристик (2.158) и (2.160) при номинальном магнитном потоке ротора (
1
ϕ = ) полностью идентичны и соответствуют ли- нейной зависимости скорости от момента (см. рис. 2.64)
Основной трудностью при построении векторной системы управления яв- ляется определение положения оси магнитного поля ротора в пространстве. Эта задача решается установкой датчиков Холла в зазоре машины или расчётом по известным уравнениям, в которых исходными данными являются мгновенные значения тока и напряжения статора, а также скорость вращения ротора. Для приводов низкого и среднего качества используется только расчётная методика, часто без использования тахогенератора, т.н. бездатчиковая система управле- ния.
Если положение оси магнитного поля ротора тем или иным способом оп- ределено и определены проекции тока статора, то задача управления приводом заключается в обеспечении соответствия этих проекций заданным значениям, т.е. обычно это двухконтурная система с отрицательными обратными связями по величине ошибки. Контур управления продольной составляющей тока обес- печивает стабилизацию магнитного потока ротора, а контур управления попе- речной составляющей – регулирование момента и скорости.
Второй способ векторного управления называется прямым управлением моментом. Этот способ, в отличие от предыдущего, не имеет аналогов в других типах приводов.

124
В основе прямого управления моментом лежит математическое представ- ление этой величины через векторное произведение магнитных потоков статора и ротора
1 2
sin
m C
= Ψ ⋅ Ψ
ϑ где
1 2
,
,
Ψ Ψ ϑ – модули векторов и угол между ними.
Разделение единого магнитного поля машины на поля статора и ротора яв- ляется своего рода условностью, но воздействие на какую-либо часть поля вы- зывает соответствующую реакцию другой. Причём эта реакция, в силу инерци- онности процесса формирования магнитного поля, всегда замедленная. Поэто- му, если создать условия, при которых магнитное поле статора будет вращать- ся, то поле ротора будет следовать за ним с некоторым запаздыванием, выра- жающимся в смещении его оси на угол
ϑ (рис. 2.65, а). Если при этом потокос- цепление
1
const
Ψ =
, то модуль потокосцепления ротора также будет постоян- ной величиной
2
const
Ψ =
и электромагнитный момент будет функцией угла запаздывания
ϑ.
Поле статора формируется путём переключения его обмоток инвертором напряжения (ИН на рис. 2.65, б), который в зависимости от восьми возможных состояний шести своих ключей может создать на интервалах между коммута- циями семь выходных напряжений. Эти напряжения можно представить восе- мью пространственными векторами
(0)
(7)
u
u
…
, называемыми базовыми векто- рами и показанными на рис. 2.65, а. Если пренебречь величиной активного со- противления обмотки статора, то приращение потокосцепления статора между соседними коммутациями инвертора можно представить как
( )
1
k
u
t
ΔΨ =
⋅ Δ , где
( )
k
u
– один из восьми базовых векторов, t
Δ – длительность межкоммутаци- онного интервала.
Зная положение оси магнитного поля статора можно воздействовать на не- го, выбирая ту или иную комбинацию состояний ключей инвертора, т.е. базо- вый вектор так, чтобы величина потокосцепления статора и электромагнитного
Рис. 2.65

125
момента машины отклонялись от заданного значения не более, чем на величину допустимых ошибок. Например, для состояния векторов, показанного на рис.
2.65, а, выбор второго, третьего и четвёртого векторов приведёт к увеличению угла
ϑ, а первого, пятого и шестого – к уменьшению угла и, соответственно к уменьшению момента двигателя. В то же время, первый и второй векторы соз- дадут приращение
1
ΔΨ , увеличивающее модуль потокосцепления статора, а четвёртый и пятый векторы вызовут его уменьшение.
На рис. 2.65, б показана структурная схема системы прямого управления моментом. Она содержит два релейных регулятора момента (РМ) и потокосце- пления (РП), на вход которых подаются сигналы разности между заданными значениями момента и потокосцепления (
*
*
1
, |
|
m
Ψ ) и их текущими значениями
(
1
, |
|
m
Ψ ). Выходные сигналы регуляторов момента и потокосцепления в зави- симости от величины ошибок либо сохраняют своё состояние (1, 0, –1), либо изменяют его и тогда инвертор изменяет свое состояние в соответствии с теку- щим положением вектора и таблицей, называемой селектором векторов напря- жения (СВН). В этой таблице хранятся нужные комбинации состояний ключей инвертора для каждого из шести секторов
1 6
d
d
… , в которых может находиться вектор потокосцепления. Таким образом, электромагнитный момент и потокос- цепление статора поддерживаются в пределах допустимых отклонений от за- данных значений, задаваемых величинами гистерезиса регуляторов.
Механическая характеристика асинхронного двигателя в системе прямого управления моментом на рис. 2.65, б абсолютно мягкая, поэтому для нормаль- ной работы привода необходима обратная связь по скорости вращения или по положению рабочего органа.
2.3.6.4. Преобразователи частоты асинхронного привода
Современный электропривод переменного тока немыслим без полупро- водниковых преобразователей частоты. Они серийно выпускаются на мощно- сти от единиц ватт до сотен мегаватт и обеспечивают практически все потреб- ности регулируемых приводов.
По принципу работы преобразователи частоты делятся на два типа: с оди- нарным и с двойным преобразованием энергии. К первому типу относятся т.н. непосредственные преобразователи частоты, представляющие собой широтно- импульсные преобразователи переменного тока. Они формируют выходное на- пряжение в виде последовательности импульсов в виде частей синусоид вход- ного многофазного напряжения. Достоинством этих преобразователей является высокий КПД и возможность обмена энергией с питающей сетью. Однако не- большой диапазон регулирования и широкий спектр гармоник выходного на- пряжения ограничивают использование этих преобразователей привода боль- шой мощности.
В подавляющем большинстве современных преобразователей частоты электрическая энергия преобразуется дважды. Сначала переменное напряжение и ток сети выпрямляются, а затем с помощью инвертора преобразуются в пере-

126
менный ток или напряжение регулируемой частоты и амплитуды. По признаку наличия в цепи преобразования электрической энергии постоянного тока эти преобразователи называются преобразователями со звеном постоянного тока.
В простейших случаях регулирование выходной амплитуды напряжения или тока (
*
*
1 1
,
U I
) осуществляется управляемым выпрямителем (УВ на рис. 2.66,
а
и б), а формирование выходных параметров заданной частоты
*
1
f
– автоном- ным инвертором напряжения или тока (ИН, ИТ на рис. 2.66, а и б).
В более совершенных преобразователях исполь- зуется принцип широтно- импульсной модуляции.
Сетевое напряжение вы- прямляется неуправляемым выпрямителем (В на рис.
2.66, в), а формирование выходного напряжения за- данной амплитуды и часто- ты осуществляется инвер- тором, работающим в ре- жиме широтно-импульсного регулятора.
В системах привода с такими преобразователями часто используются сиг- налы и обратные связи по напряжению и току статора двигателя, а также сиг- нал скорости вращения. Это позволяет реализовать не только частотное управ- ление с IR или IZ-компенсацией, но также любой тип векторного управления двигателем.
Основным недостатком большинства преобразователей частоты со звеном постоянного тока является невозможность возврата энергии в питающую сеть, что очень важно для приводов средней и большой мощности, т.к. при генера- торном торможении энергию приходится рассеивать на специальных тормоз- ных резисторах в звене постоянного тока.
Эта проблема решается использованием в качестве выпрямителя инверто- ра, ведомого сетью. В режиме потребления энергии машиной он работает как обычный выпрямитель, а при переходе в генераторный режим переводится в режим инвертирования постоянного напряжения и отдаёт энергию в сеть.
2.3.6.5 Современные преобразователи для электропривода широкого при-
менения
В настоящее время большинство технологических задач решается на осно- ве комплектных асинхронных электроприводов с частотным управлением. Се- годня все ведущие отечественные и зарубежные фирмы, работающие в области силовой электроники выпускают изделия, предназначенные для управления вентиляторами, насосами, подъемно-транспортным оборудованием, приводами промышленных роботов и т.д. Существует выраженная тенденция перехода к
Рис. 2.66

127
автоматизированному электроприводу в тех областях, где раньше использова- лись простейшие релейно-контакторные системы. Это позволяет существенно расширить функциональные возможности оборудования, уменьшить энергопо- требление.
Диапазон мощностей существующих серийных преобразователей частоты
(ПЧ) составляет от 0,3 кВт до 10000 кВт. Они обеспечивают плавное регулиро- вание скорости вращения с сохранением перегрузочной способности в диапа- зоне 1:20 и более.
Могут работать в разомкнутых и замкнутых систе- мах управления.
Позволяют фор- мировать режимы разгона и тормо- жения. Имеют це- лый ряд встроен- ных систем защи- ты преобразовате- ля и двигателя.
Силовая часть большинства ПЧ построена на основе инверторов с ШИМ.
Техническим стандартом являются два возможных режима работы – управле- ние с заданной функциональной связью
/
U f
и векторное управление. Для поддержания постоянства потокосцепления при управлении по закону
/
U f
в
ПЧ используется
IR -компенсация и коррекция напряжения на входе инвертора.
Режим с заданной
/
U f
-характеристикой используют для одиночных и многодвигательных приводов малой и средней мощности с вентиляторной на- грузкой. Жесткость статических характеристик примерно соответствует естест- венной. Диапазон регулирования обычно составляет 10:1 без применения дат- чика скорости. Если требуется повышение жесткости и расширение диапазона регулирования, то применяют различные аналоговые или цифровые (импульс- ные) датчики. Для этого в ПЧ имеются соответствующие управляющие входы и выходы.
Режим векторного управления в основном используют для приводов с тя- желыми условиями работы (вентиляторы большой мощности, экструдеры, подъемно-транспортное оборудование). Диапазон регулирования без датчика скорости здесь также составляет около 10:1, но векторное управление обеспе- чивает лучшую динамику привода за счет внутреннего отдельного канала управления моментом. В изделиях ряда фирм в режиме векторного управления возможен выбор типа нагрузки, т.е. работа с постоянным располагаемым мо- ментом, с переменным моментом, в режиме энергосбережения.
Вся внутренняя обработка информации в ПЧ обеспечивается микропроцес- сором. В высококачественных устройствах для повышения быстродействия ис-
Рис. 2.67

128
пользуется параллельная обработка несколькими процессорами. Преобразова- тели частоты имеют карты расширения функций, позволяющие управлять при- водом с помощью ПК, через Internet, создавать сложные взаимосвязанные сис- темы приводов с обменом информацией между ними.
Типичная комплектация ПЧ показана на рисунке 2.67. Она включает соб- ственно преобразователь (1.2); диалоговый терминал (1.3), который может ус- танавливаться на преобразователе или отдельно на крышке шкафа, а также на удалении в несколько метров, соединяясь с преобразователем телефонным ка- белем; комплект Power Suite для миникомпьютера (1.4); программное обеспе- чение Power Suite для ПК (1.5); различные карты расширения (5). Набор карт расширения позволяет индивидуализировать применение ПЧ. Это могут быть: карты входов-выходов, позволяющие увеличить их число и адаптировать к имеющемуся оборудованию; коммуникационные карты, позволяющие органи- зовать обмен информацией процессора ПЧ с внешними устройствами, имею- щими другие шины и протоколы; а также прикладные карты, в основном пред- назначенные для раздельного управления приводами в многодвигательном приводе.
Основная схема подключения ПЧ показана на рисунке 2.68. Преобразова- тель может питаться как от трехфазной, так и от однофазной сети. Для мощных
ПЧ допускается подключение только к трехфазной сети. В обоих случаях при- соединение осуществляется через быстродействующий автоматический вы- ключатель и контакты
1 3
L
L
…
. Время-токовая характеристика выключателя должна быть класса
B , т.е. с максимальным быстродействием. Некоторые изго- товители рекомендуют также последовательно с выключателем устанавливать быстродействующие плавкие вставки.
В приводах ответственных механизмов с редкими включениями после ав- томатического выключателя устанавливают контактор с цепью управления, пи- тающейся от одной из фаз сети.
Для ограничения токов на сетевом входе ПЧ устанавливают сетевые дрос- сели (СД). Мощные преобразователи (>10-15 кВт) имеют встроенные СД. Для остальных СД поставляются в качестве дополнительного оборудования в слу- чае необходимости.

129
Двигатель подключается к контактам , ,
U V W
непосредственно или через контактор. Контактор используют в основном в ответственных приводах с час- тыми включениями. Кроме того, если кабель подключения двигателя более 50 м, то для ограничения
/
du dt
и снижения уровня помех между преобразовате- лем и двигателем устанавливают выходные дроссели или LC фильтр.
Если в ПЧ не предусмотрен режим инвертирования во входном выпрями- теле, то для рассеяния энергии при торможении используют внешний тормоз- ной резистор, мощность которого определяют по длительности тормозного ре- жима, времени цикла и моменту, действующему на валу. Тормозные резисторы являются дополнительным оборудованием и обычно производятся фирмами из- готовителями ПЧ. Некоторые ПЧ допускают для машин малой мощности ре- жим торможения с моментом до 30% от номинального без подключения тор- мозного резистора.
Информационные контакты подключения функционально делятся на четы- ре группы: дискретные входы; дискретные выходы; аналоговые входы и анало- говый выход.
Дискретные или логические входы ( 1 4
LI
LI
…
- Logic Input) используют для дискретного управления ПЧ. Функции входов назначаются пользователем при настройке. Для повышения помехозащищенности в них используются ло- гические сигналы высокого уровня («0» – < 5В, «1» – > 11 В и напряжение пи- тания 24 В).
Дискретными выходами являются контакты реле 1
R , срабатывающего при всех аварийных режимах преобразователя, и реле 2
R , функция которого назна- чается пользователем. Чаще всего эти контакты используют для управления входным или выходным контактором преобразователя.
Рис. 2.68

130
Два аналоговых входа служат для управления выходной частотой преобра- зователя сигналами задания или обратной связи. Вход
1
AI (Analog Input) по- тенциальный с входным сопротивлением 30 кОм и уровнем сигнала 0-10 В.
Вход
2
AI токовый с входным сопротивлением 100 Ом и уровнем сигнала 1-20 мА. При управлении по этим входам ошибка составляет величину порядка
1%
±
, а нелинейность 0,5%
±
от максимальной выходной частоты.
Токовый аналоговый выход
1
AO
(Analog Output) используют для обмена информацией между ПЧ и внешней системой управления. Функция его назна- чается пользователем. В простейшем случае к этому выходу можно подклю- чить гальванометр и измерять выходную частоту преобразователя. Выходной ток от 0 до 20 мА, максимальное сопротивление нагрузки 500 Ом. Линейность выходной характеристики составляет величину порядка 0,1
± мА, а точность
0,2
±
мА.
Для обмена цифровой информацией с внешними устройствами (микропро- цессорами, ПК и т.п.) в ПЧ обычно используют последовательный интерфейс
RS 485
с протоколом Modbus.
Преобразователи частоты подключаются к промышленной сети частотой
50 Гц и напряжением 220/380 В. При этом они формируют на выходе напряже- ние частотой от 0,1 Гц до 500 Гц и максимальным значением равным амплиту- де напряжения сети.
Нагрузкой ПЧ может быть любой двигатель мощностью меньше или рав- ной мощности преобразователя. Обычно в справочных данных указывается не мощность, а выходной ток преобразователя. Соответственно и фазный ток дви- гателя в статическом режиме не должен превышать этого значения.
Они обеспечивают диапазон регулирования скорости вращения в пре- делах 10:1 при управлении по заданной частотной
/
U f
-характеристике и до
100:1 при векторном управлении. Статическая погрешность регулирова- ния составляет около 1%
±
без датчика скорости;
0,1%
±
в системе с анало- говым датчиком и 0,02%
±
с импульсным датчиком.
В ПЧ предусмотрена возможность выбора частоты коммутации из ряда дискретных значений от 0,5 до 20 кГц. При низких частотах коммутации, составляющих примерно треть диапазона, преобразователь может развивать полную выходную мощность. При
Рис. 2.69

131
высоких частотах возрастают коммутационные потери в транзисторах и в этом случае требуется увеличение мощности преобразователя на один типоразмер, кроме эксплуатации в повторно-кратковременном режиме, когда можно произ- водить выбор преобразователя по обычным критериям.
При разработке приводов с ПЧ необходимо учитывать изменение теплово- го режима двигателя. Разработчики преобразователей приводят рекомендуемые граничные механические характеристики вида рис. 2.69. Двигатели с естест- венной вентиляцией в длительном режиме должны работать с уменьшением момента нагрузки по мере снижения частоты. Примерно до половины номи- нальной частоты это снижение составляет около 5%, а далее увеличивается до
50%. Двигатели с принудительной вентиляцией могут работать в длительном режиме в заштрихованной области, если при этом ток статора не превышает допустимого выходного тока преобразователя. При этом возможны кратковре- менные перегрузки по моменту на 20-70% в течение 60 с и на 40-100% в тече- ние 2 с.
Если двигатель по условиям механической прочности допускает работу при повышенных скоростях вращения, то в ПЧ это легко реализуется при по- стоянной располагаемой мощности, т.е. со снижением момента обратно про- порционально частоте вращения (рис. 2.69).
В любом приводе существу- ет проблема переходных режи- мов, когда требуется обеспечить определенное ускорение по усло- виям работы механизма или дви- гателя. В приводах с ПЧ допол- нительно нужно учитывать су- ществующие ограничения по вы- ходному току и рассеиваемой мощности при торможении.
Обычно они составляют 150% от номинального тока. Преобразователь имеет встроенную защиту, ограничиваю- щую этот ток или отключающую нагрузку. Рациональным выбором кривых разгона и торможения можно полностью исключить режимы выхода на пре- дельные значения тока. Для этого пользователю предоставляется возможность независимого выбора этих кривых как по характеру (линейная, S -образная, U - образная) так и по времени (
1 2
,
t t
) в пределах от 0,05 до 1000 сек с разрешением
0,1 сек (рис.2.70).
Аналоговые входы ПЧ позволяют организовать непрерывное управление
АД с заданным ограничением диапазона. Для этого в ПЧ в диалоговом режиме можно выбрать верхнюю (GV ) и нижнюю ( PV ) границу диапазона (рис. 2.71), а также, если требуется, сформировать на регулировочной характеристике зону нечувствительности или режим ограничения.
Рис. 2.70

132
Пользователю предоставляется также возможность создания на регулиро- вочной характеристике от одного до трех «окон» шириной 5 Гц (рис. 2.71), с помощью которых можно исключить частоты, вызывающие механический ре- зонанс в приводе. Это особенно важно для приводов центробежных насосов и вентиляторов, в которых явление резонанса возни- кает особенно часто.
Дополни- тельные возмож- ности в управле- нии приводом предоставляют четыре логиче- ских входа ПЧ. С их помощью можно управлять направлением вращения, тор- можением, оста- новкой, пере- ключением до четырех предва- рительно вы- бранных скоростей вращения, формируя при этом сложные нагрузочные диа- граммы (рис. 2.72).
Преобразователи частоты легко включаются в замкнутые или разомкнутые системы управления с ручным заданием, т.к. в них имеется встроенный ПИ ре- гулятор с настраиваемыми коэффициентами и апериодический фильтр первого порядка.
Особую группу функций в каждом преобразователе частоты составляют разного рода защиты. К ним относятся защита от поражения электрическим то- ком, защита преобразователя и защита двигателя.
Для защиты оператора от элек- трического поражения предусмотре- на гальваническая развязка силовой цепи и цепей управления с сопротив- лением изоляции не менее 500 Мом и электрической прочностью изоляции
2830 В постоянного тока между кор- пусом и силовыми цепями и 2000 В переменного тока между цепями
Рис. 2.71
Рис. 2.72

133
управления и силовыми цепями. В цепях управления ПЧ используются только сигналы с безопасным для человека уровнем напряжения.
Полупроводниковые приборы ПЧ крайне чувствительны к различным пе- регрузкам. Поэтому преобразователь обязательно имеет несколько видов защи- ты от аварийных режимов. Это, прежде всего, защиты от коротких замыканий между выходными фазами, между выходными фазами и корпусом преобразова- теля, а также от замыканий внутренних источников питания. Эти защиты име- ют очень высокое быстродействие, исключающее выход полупроводниковых приборов за пределы областей безопасной работы. Кроме этого в ПЧ имеется защита от перепадов напряжения сети и от обрыва фазы сетевого напряжения.
Последний вид защиты предусмотрен в преобразователях предназначенных для работы только в трехфазных сетях. Помимо описанных быстродействующих защит преобразователь обязательно имеет тепловую защиту, обычно исполь- зующую в качестве датчика терморезистор. Она контролирует его тепловой ре- жим с учетом не только преобразуемой мощности, но и условий теплооотвода.
Во всех ПЧ предусмотрена тепловая защита двигателя. Она производится посредством не- прерывного контроля величины
2
I t
с учетом скорости враще- ния и имеет время-токовые ха- рактеристики, показанные на рис. 2.73. Тепловую защиту АД можно также организовать с помощью дополнительной кар- ты и терморезистора, установ- ленного в двигателе. Помимо тепловой защиты обычно пре- дусматривается быстродейст- вующая защита от обрыва фа- зы.
Аварийный сигнал любого вида защиты вызывает отключение двигателя и срабатывание реле 1
R , контакты которого выведены во внешние цепи преобра- зователя и могут использоваться для коммутации цепей системы управления приводом. Кроме того, в ПЧ можно активизировать функцию повторного за- пуска. В этом случае система управления преобразователя после устранения неисправности производит серию попыток повторного запуска двигателя с 30- ти секундными интервалами. Если после шести попыток запуск не осуществил- ся, то преобразователь блокируется до отключения и повторного включения питания.