Усольцев А.А. Частотное управление асинхронными двигателями. Учебное пособие по дисциплинам электромеханического цикла СанктПетербург 2006

• Название: Учебное пособие по дисциплинам электромеханического цикла СанктПетербург 2006
• Анкор: Усольцев А.А. Частотное управление асинхронными двигателями.pdf
• Дата: 19.05.2018
• Размер: 1.89 Mb.
• Имя файла: Усольцев А.А. Частотное управление асинхронными двигателями.pdf
• Тип: Учебное пособие; #19430
• Категория: Промышленность. Энергетика
• страница: 11 из 12

Широтно-импульсные преобразователи, формирующие фазные токи
2.3.2.2 Широтно-импульсные преобразователи, формирующие фазные токи они я схема формирователя фазных токов, работающего с по-
При рассмотрении систем трансвекторного управления было отмечено, что строятся на основе управления моментом АД посредством воздействия на ток статора. Поэтому, если управляющим воздействием является напряжение статора, тов устройстве управления обязательно присутствует преобразование сигналов тока в напряжение. Без дополнительного преобразования можно обойтись, если с помощью ШИП непосредственно формировать фазные токи статора. Такой формирователь выполняет функцию дискретного усилителя мощности сигналов заданных токов и может быть работать с постоянной или переменной тактовой частотой.
Функциональна
стоянной тактовой частотой, показана на риса. Логический сигнал управления ключами формируется в соответствии со знаком разности заданных значений фазных токов
*
*
*
1 1
1
; ;
a
b
c
i i i
и истинных значений
1 1
1
; ;
a
b
c
i i i
, получаемых сдатчиков, включенных в бмотки статора АДУ ие ключами по- лумостовых элементов инвертора осуществляется иг- налами ого Q и инверсного фазные ос прям правлен
Q выходов
D
- триггеров, ходы данных которых подаются логические сигналы знаков отклонения истинного тока от заданного, формируе компараторами зменение состояния на в ыми мые фазн
И
D
-триггеров происходит в м мент появления тактовых импульсов, следующи периодом ох см Рис. 2.35. Функциональная схема (а) структурная схема модели (б) и временные диаграммы (в) формирователя фазного тока с постоянной частотой коммутации. Если гновенное значение ш
ого о
щ пс сигнала задания
*
1
i
мень е значения истинн тока
1
i
, то разность их положительна ив момент поступления тактового импульса с ответствую ий триггер римет состояние или останется в остоянии) при котором будет замкнут нечетный ключ, соединяющий обмотку с положитель-

Широтно-импульсные преобразователи, формирующие фазные токи
77
ным полюсом источника питания
d
U
+
. Такое подключение обеспечивает увеличение тока в межкоммутационном интервале. В противном случае триггер примет состояние, при котором обмотка статора будет подключена к отрицательному полюсу источника питания
d
U
−
и ток в ней будут уменьшаться по экспоненте (рис. 2.36 в. Таким образом, ток статора в пределах периода коммутации формируется из участков экспонента его основная гармоника соответствует сигналу задания
*
1
i
. Различное отклонение среднего значения тока от заданного в пределах показанного на рисунке полупериода объясняется различным влиянием ЭДС ротора на участках возрастания и уменьшения основной гармоники тока. Структурная схема модели соответствующей описанному процессу приведена ного значения не- жела
, на рис. 2.35 б. Здесь сохранение знака ошибки регистром на период тактовых импульсов показано звеном, соответствующим аналого-цифровому преобразованию среднего значения с постоянной тактовой частотой – (1
) Если различное отклонение формируемого тока от задан тельно, то применяет ШИР, работающий в режиме токового коридора рис. 2.36). Здесь сигналы управления ключами формируются двухпозиционными реле с гистерезисом, на вход которых подаются сигналы ошибки формирования фазного тока. Изменение состояния реле прои мыканию ги
(
отличие от формирователя с по
Рис. 2.36. Функциональная схема (а, структура модели (б) и временные диаграммы (в) усилителя мощности типа токового коридора. сходит в том случае, если ошибка станет равной или больше заданного значения гистерезиса. При этом состояние
*
1 1
i
i
− ≤ ∆ будет приводить к за- соответствующего нечетного ключа и следующего за этим возрастания тока в обмотке, а состояние
*
1 1
i
i
− ≥ ∆ – к замыканию четного и уменьшению тока. Таким образом, среднее значение фазного тока будет в точности соответствовать заданному с ошибкой
±∆
, определяемой величиной стерезиса релейного элемента рис. 2.36 в. Такое устройство называют также релейным усилителем мощности. В ключа стоянной тактовой частотой, здесь интервалы между коммутациями отличаются друг от друга. Это связано стем, что изменения

78
Широтно-импульсные преобразователи, формирующие фазные токи тока под влиянием различных уровней ЭДС ротора на разных участках основной гармоники происходят с различной скоростью. Таким образом, формирователь типа токового коридора обеспечивает работу с рассмотренные выше структурные схемы и процессы рабо постоянной ошибкой формирования и переменной частотой коммутации, а формирователь с постоянной тактовой частотой – работу с переменной ошибкой формирования. Выбор типа формирователя определяется поставленной задачей, но переменная частота коммутации усложняет задачу выбора мощности преобразователя, т.к. именно этот параметр существенно влияет на величину потерь в ШИП. Увеличение частоты приводит к росту коммутационных потерь и требует увеличения мощности ПЧ. Следует заметить, что ты формирователей тока соответствуют однофазной мостовой схеме инвертора с фазной обмоткой статора, подключенной к его выходу. В трехфазном инверторе в зависимости от состояния ключей на различных межкоммутационных интервалах будут действовать напряжения 0;
/ 3;
2
/ 3
d
d
U
U
±
±
. Это существенно усложняет анализ процессов в ШИР, ноне й результат. Если же требуется детальный анализ, то моделирование процессов нужно выполнять с помощью современных математических пакетов программ, позволяющих имитировать алгоритм работы инвертора при различных сигналах управления.
2.3.2.3 Пространственно-векторная модуляция
влияет на основно
ПВМ) был разработан все- реди ме ПВМ осно улевого базового вектора можно определить, пользуясь понятием о
Метод пространственно-векторной модуляции (не х годов в связи расширением возможностей систем микропроцессорного управления. Традиционные методы ШИМ основаны на сравнении сигнала задания с сигналом линейной развертки (пилообразным напряжением) в результате чего в обмотках АД формировалась последовательность прямоугольных импульсов, скважность которых изменялась в соответствии с сигналом задания. Однако из-за влияния электромагнитных процессов (прежде всего ЭДС вращения) характер изменения токов в обмотках не имеет однозначной связи с законом изменения сигнала управления и сильно зависит от режима работы АД. Алгоритм управления ключами автономного инвертора (Ив режи ванна формировании на каждом временном интервале требуемого положения вектора напряжения в пространстве. В случае аналогового источника питания для решения этой задачи достаточно сформировать в каждой обмотке напряжение, соответствующее проекции заданного вектора на ось обмотки. В импульсном источнике питания, к которым относится автономный инвертор (риса, возможно формирование только восьми состояний (положений) вектора напряжения (рис. 2.37 в, включая два нулевых, формируемых инвертором при замыкании нечетных (
0
u ) и четных (
7
u ) ключей. Эти векторы называют базовыми векторами
Модуль нен бобщённого вектора. Пусть задано какое-либо замкнутое состояние ключей, например, 1-4-6. Тогда обмотки статора будут подключены к источнику постоянного тока по схеме рис. 2.37 б. В силу симметрии обмоток и с учетом направления (вот начала к концу, в b и c от конца к началу) напряжения на них со

Пространственно-векторная модуляция ставят –
2
/ 3;
/ 3
a
d
b
c
U
u
u
U
=
=
= −
d
u
ектора равен Отсюда модуль вектора напряжения или базового в
Рис. 2.37. Функциональная схема инвертора с АДа, эквивалентная схема для состояния 1-4-6 (б) и базовые пространственные векторы (в.
0 2 2 1 1
3 1
1 3
2
| |
3 3 3 2
2 3
2 2
3
d
d
U
U
j
j
U
⎡
⎤
⎛
⎞
⎛
⎞
=
=
−
− +
−
− Очевидно, что для всех других состояний ключей мы получим тот же ре- зуль ирование вектора с заданным средним значениям модуля и пространстве тельность этих интервалов, полагая, что модули граничных вект тат. Форм нного угла производится поочередным формированием базовых векторов, образующих границы сектора, в котором находится результирующий вектор, и нулевого вектора. Определим дли оров равны средним значениям. Пусть требуется сформировать вектор
*
u рис. 2.37 в. Он находится в первом секторе, ограниченном базовыми векторами и
2
u . На первом интервале (
1 1
0
t
t
t
∆ = − риса) формируется вектор
1
u
1-4-6), на втором (ключи ) – век ормирует е
2 2
t
t
∆ тор
2
u (ключи 1-3-6). И, наконец, замыкаются ключи 1-3-5 и ф ся коротко замыкание статора АД. Тогда средние значения граничных векторов равны
-
1 1
0 1
t
t
t
−
0 2
1 1
1 0
1 0
2 1
2 2
2 0
2 0
;
1
m
m
m
m
t
t
m
m
m
m
t
U
U dt U
U
U
U
T
T
t
t
U
U dt U
U
U
U
T
T
′
′
=
=
= γ
= γ γ
= γ
−
′
′
1
=
=
= γ
= γ γ
= γ
∫
∫
(2.25) где
1 0
2 1
1 2
;
t
t
t
t
T
T
−
−
′
′
γ =
γ =
– относительные длительности коммутации при задан- модуле результирующего ном вектора
*
|
| | |
U
U
U
=
=
= γ
u
с относительным значением 0 1,0
m
≤ γ ≤
;
1 1
2 2
;
m
′
′
γ = γ γ
γ = γ длительности коммутации пр м
ктора
0
U . Результирующий пространственный вектор равен геометрической сумме граничных векторов со средними
0
m
m
m
– относительные и заданном одуле базового ве

80
Пространственно-векторная модуляция модулями
1
U и
2
U . Из прямоугольного треугольника 0AB рис. 2.38 б, найдем их модули
(
)
(
)
(
)
( )
2 1
0 2
0
| | cos( ) | | sin( ) / tg
/ 6
cos
;
6 3
2
/
/ 3 | | sin( ) / sin
/ 3
sin
3
m
m
BC U
U
U
C
U
U
π
⎛
⎞
−
=
φ −
φ
π
=
γ
+ φ
⎜
⎟
⎝
⎠
=
π
=
φ
π
=
γ
φ
(2.26) Из выражений (2.25) и (2.26) относительные длительности коммутации будут равны
( )
1 2
2 2
sin
;
sin
3 3
m
m
π
⎛
⎞
γ = γ
− φ
γ = γ
φ
⎜
⎟
⎝
⎠
3
(2.27) Зная относительные длительности коммутации, можно найти относительную длительность паузы как
0 1
2 1
1
γ = − γ − γ = − γ , где
1 2
2
cos
6 3
m
π
⎛
⎞
γ = γ + γ = γ
− φ
⎜
⎟
⎝
⎠
(2.28)
– суммарная относительная в
длительность формирования ненулевых векторов. На границах сектора (
0, / 3
φ = π ) относительная длительность принимает значение относ тельного модуля результирующего ектора
m
, а при и / 2
m
γ >
и
/ 6
φ = π
осинус- ия ис. 2.39 а) имеет макс м, равный к
ная функц иму
( )
γ φ (р / 2
( / 6)
2 / 3 1,0
m
m
γ >
γ π
= γ
>
, что в принципе невозможно, т.к.
2 0
1,0
t
t
γ Следовательно, при
3 / 2
m
γ >
у функции появится линейный участок иченный
( )
γ φ риса, отгран условием
1,2 1,2 2
3
cos
1
/ 6
/ 3 arcsin
6 2
3
m
m
⎡
⎤
⎛
⎞
γ = γ
− φ
= ⇒ φ = π ± π Определим теперь модуль результирующего вектора через относительные длительности (2.27). Из треугольника 0AB рис. 2.38 б)
(
) (
)
(
)
(
)
2 0
| |
0
s
/ 6
sin
A U
B AB
AB
=
=
+
⋅
+
⋅
2 2
2 2
0 1
2 2
0 1 2 0
3 / 2
in
/ 3
/ 2 3 / 2
const
m
m
U
U
U
γ ≤
π
π
=
=
γ + γ
+ γ
=
γ − γ γ =
γ
=
(2.29) Таким образом, при принятых условиях формирования результирующего вектора, его модуль не зависит от аргумента
φ
(рис. 2.39 б, а годограф представляет собой окружность (рис. 2.39 в. Рис. 2. 38. Принцип формирования результирующего пространственного вектора.

Пространственно-векторная модуляция Максимальный модуль любого вектора напряжения равен модулю базового вектора max
0
U
U
=
. Поэтому максимальный радиус кругового годографа результирующего вектора будет равен max max
0
d
d
| |
U
3 / 2
/ 3 0,577
U
U
U
U
=
=
=
≈
⋅
мотрим т 1
γ γ =
γ = = γ + γ
γ = − и из (2.28) модуль результирующего вектора будет равен рис. 2.39 в.
Расс еперь случай
1
m
γ = .
Тогда
1 1
2
;
′
′
γ = γ γ =
2 0
⇓
1 2
2 1
2 0
1 Отсюда следует, что модуль вект ра изменяется при и |
1
U
U
U
=
=
− γ + γ
. (2.30) о- зменении
φ
(рис.
.39 б, достигая величины вект
2
базового ора
0
U на границах сектора и уменьшаясь до значения
0 3 /
U
все- редине. Подставив (2.30) в выражение
(2.26) дл
2
, с учетом
m
γ = получим я U
1
(
)
2 1
2
+ γ ⎥
⎣
⎦
иям (2.30)-(2.31) соответствует годограф результирующег а в виде прямой линии, соединяющей
1 1
3
arcsin
1 1
⎡
⎤
φ =
− γ
− γ
⎢
(2.31) Выражено вектор концы базовых векторов. Таким образом, при относительном модуле 0 3 / 2
m
< γ ≤
результирующий вектор может иметь круговой годограф (рис. 2.39 в. При
1
m
γ = годограф стан угольником, образованным отрезками прямых, соединяющих концы базовых векто для промежуточных значений относительного модуля овится шести ров, а / 2 1,0
m
< γ сектор базовых векторов разбивается натри тора. Для угло
1 2
φ ≤ φ ≤ φ годограф результирую сек щего вектора в Рис. 2.39. Относительная длительность формирования граничных векторов (а модуль б, годограф (в) и среднее значение результирующего вектора при ПВМ

82
Пространственно-векторная модуляция щего линеен, а при
1
вектора
φ < φ и
2
φ > φ может быть окружностью. рое уя результирующий вектор на
П
ктир фазные оси, мы для получим круговых годографов с модулем синусоидальные средние фазные напряжения рис. 2.39 дельном случае
1
m
γ = эти напряжения будут представлять собой кривую, показана рис. 2.39 г. Она совпадает с син соидой в очках
;
/ г. В пре у
т ную ни от- клоняетс на +13,4% и +6 7% со- точках
/ 2;
/ я ответственно в
π + π
π ± π . В случае и фор- необходимост мирования кругового годографа результирующего вектора с заданным значением
m
γ плоскость базовых векторов разбивают насек- торы, число которых
6
N
k
= ⋅ кратно шести. Это число определяет шаг формирования ил чество результирующих векторов, что в свою очередь определяет гармонический состав выходного напряжения. Для каждого из N секторов по выраже и коли- ниям (2.27) для
2
/ ,
0, 2 (
1)
n
n N n
N
1,
φ = определяют относительные дли а затем с помощью линейной развертки ан развертке
Ш
мируют временные интервалы и осуществляют коммутацию по како- му-либо алгоритму. На рисунке тельности интервалов (алогичной ИМ фор показан один из возможных алгоритмов работы с симмет- ричн
,
,
γ
γ
γ Рис. 2. 40. Временные диаграммы ПВМ при формировании результирующего вектора с предельным круговым годографом при симметричной (аи несимметричной (б) модуляции.
ым и несимметричным сигналом развертки
t
u при
3 / 2
m
γ =
и 36
N
=
. В этом случаев пределах каждого сектора базовых рм ься шесть результирующих с интервалом в 10
°. В интервалах
1
t
n
u
< γ формируется начальный базовый вектор сектора (на рис. 2.40 1
u ); при
1n
t
n
γ
γ – конечный векторов будет фо ироват
u
< <

Пространственно-векторная модуляция базовый вектор (на рис. 2.40 2
u ) и при
t
n
u
> γ – улевой
На рисунке показаны расчетные уровни сигналов, состояния ключей инверто (риса) и выходные фазные напряжения для 10 , 20 , н вектор ра
0
u .
φ = °
°
° Современные инверторы работают при частотах коммутации 18
…20 кГц, что
ирокого время технологических задач решается на основе комп а
иапазон мощностей существующих серийных преобразователей частоты
(ПЧ
инверторов с ШИМ. Техн позволяет формировать методом ПВМ в обмотках статора АД напряжения с практически синусоидально изменяющимся средним значением.
2.3.3 Современные преобразователи для электропривода ш
применения В настоящее большинство лектных асинхронных электроприводов с частотным управлением. Сегодня всеведущие отечественные и зарубежные фирмы, работающие в области силовой электроники выпускают изделия, предназначенные для управления вентиляторами, насосами, подъемно-транспортным оборудованием, приводами промышленных роботов и т.д. Существует выраженная тенденция перехода к вто- матизированному электроприводу в тех областях, где раньше использовались простейшие релейно-контакторные системы. Это позволяет существенно расширить функциональные возможности оборудования, уменьшить энергопотребление. Д) составляет от 0,3 кВт до 10000 кВт. Они обеспечивают плавное регулирование скорости вращения с сохранением перегрузочной способности в диапазоне
1:20 и более. Могут работать в разомкнутых и замкнутых системах управления. Позволяют формировать режимы разгона и торможения. Имеют целый ряд встроенных систем защиты преобразователя и двигателя. Силовая часть большинства ПЧ построена на основе ическим стандартом являются два возможных режима работы – управление с заданной функциональной связью
/
U f
и векторное управление. Для поддержания постоянства потокосцепления управлении по закону
/
U f
в ПЧ используется при компенсация и коррекция напряжения на входе инвертора. Режим аданной /
U характеристикой используют для одиночных с з и мно- годв ов м жим векторного управления в основном используют для приводов с тяжелым игательных привод алой и средней мощности с вентиляторной нагрузкой. Жесткость статических характеристик примерно соответствует естественной. Диапазон регулирования обычно составляет 10:1 без применения датчика скорости. Если требуется повышение жесткости и расширение диапазона регулирования, то применяют различные аналоговые или цифровые (импульсные) датчики. Для этого в ПЧ имеются соответствующие управляющие входы ивы- ходы. Реи условиями работы (вентиляторы большой мощности, экструдеры, подъем- но-транспортное оборудование. Диапазон регулирования без датчика скорости здесь также составляет около 10:1, но векторное управление обеспечивает лучшую динамику привода за счет внутреннего отдельного канала управления моментом. В изделиях ряда фирм в режиме векторного управления возможен выбор

Современные преобразователи частоты типа нагрузки, те. работа с постоянным олагаемым ентом, с переменным моментом, в режиме энергосбережения. Вся внутренняя о работка информации в ПЧ обеспечивается микропроцессором. В выс расп мом б
ококачественных устройствах для повышения быстродействия ис- поль нал (1.3), который может уста- навл
Преобразова- тель к и от однофазной сети. Для мощных
ПЧ Рис. 2.41. Комплект поставки преобразователя частоты зуется параллельная обработка несколькими процессорами. Преобразователи частоты имеют карты расширения функций, позволяющие управлять приводом с помощью ПК, через Internet, создавать сложные взаимосвязанные системы приводов с обменом информацией между ними. Типичная комплектация ПЧ показана на рисунке 2.41. Она включает собственно преобразователь (1.2); диалоговый терми иваться на преобразователе или отдельно на крышке шкафа, а также на удалении в несколько метров, соединяясь с преобразователем телефонным кабелем комплект Power Suite для миникомпьютера (1.4); программное обеспечение
Power Suite для ПК (1.5); различные карты расширения (5). Набор карт расширения позволяет индивидуализировать применение ПЧ. Это могут быть карты входов-выходов, позволяющие увеличить их число и адаптировать к имеющемуся оборудованию коммуникационные карты, позволяющие организовать обмен информацией процессора ПЧ с внешними устройствами, имеющими другие шины и протоколы а также прикладные карты, в основном предназначенные для раздельного управления приводами в многодвигательном приводе.
2.3.3.1 Подключение преобразователя Основная схема подключения ПЧ показана на рисунке 2.42. может питаться как от трехфазной, та допускается подключение только к трехфазной сети. В обоих случаях присоединение осуществляется через быстродействующий автоматический выключатель и контакты
1 3
L
L
K
. Время-токовая характеристика выключателя должна быть класса
B
, тес максимальным быстродействием. Некоторые изготовители рекомендуют такж оследовательно с выключателем устанавливать быстродействующие плавкие вставки. В приводах ответственных механизмов с редкими включениями после автоматического выключателя у е п станавливают контактор с цепью управления, питающейся от одной из фаз сети.

Современные преобразователи частоты Рис. 2.42. Общая схема подключения преобразователя частоты Для ограничения токов на сетевом входе ПЧ устанавливают сетевые дроссели (СД). Мощные преобразователи (>10-15 кВт) имеют встроенные СД. Для остальных СД поставляются в качестве дополнительного оборудования в случае необ и. Кроме того, если кабель двигателя болеем, то дня помех ходимости. Двигатель подключается к контактам , ,
U V W
непосредственно или через контактор. Контактор используют в основном в ответственных приводах с частыми включениям подключения ля ограничения
/
du dt
и снижения уров между преобразователем и двигателем устанавливают выходные дроссели или LC фильтр. Если в ПЧ не предусмотрен режим инвертирования во входном выпрямителе, то для рассеяния гии при торможении используют внешний тормозной резистор, мощность которого определяют по длительности торм энер озного режима, врем повышения помехозащищенности в них используются логические В, «1» –
ени цикла и моменту, действующему навалу. Тормозные резисторы являются дополнительным оборудованием и обычно производятся фирмами изготовителями ПЧ. Некоторые ПЧ допускают для машин малой мощности режим торможения с моментом до 30% от номинального без подключения тормозного резистора. Информационные контакты подключения функционально делятся на четыре группы дискретные входы дискретные выходы аналоговые входы и аналоговый выход. Дискретные или логические входы (
1 4
LI
LI
K
- Logic Input) используют для дискретного управления ПЧ. Функции входов назначаются пользователем при настройке. Для сигналы высокого уровня («0» – < 5
> 11 В и напряжение питания
24 В. Дискретными выходами являются контакты реле
1
R
, срабатывающего при
2
R
, функция которого назна- всех аварийных режимах преобразователя, и реле

Современные преобразователи частоты чается пользователем. Чаще всего эти контакты используют для управления входным или выходным контактором преобразователя. ход
Два аналоговых входа служат для управления выходной частотой преобразователя сигналами задания или обратной связи. В (Analog Input) потенциальный с входным сопротивлением 30 кОм и уровнем сигнала 0-10 В. Вход
2
AI
токовый с входным сопротивлением 100 Ом и уровнем сигнала 1-20 мА. ы. При управлении по этим входам ошибка составляет величину порядка 1%
±
, а нелинейность
0,5%
±
от максимальной выходной частот
Токовый аналоговый выход
1
AO
(Analog Output) используют для обмена ормацией между ПЧ и внешней системой управления. Функция его назначается пользователем. В простейшем случае к этому выходу можно подключить гальванометр и рять выходную частоту преобразовател инф изме я. Выходной ток от 0 до 20 мА, максимальное сопротивление нагрузки 500 Ом. Линейность выходной характеристики составляет величину порядка
0,1
±
мА, а точность
0,2
±
мА. Для обмена цифровой информацией с внешними устройствами (микропроцессорами, ПК и т.п.) в ПЧ обычно используют последовательный интерфейс RS
485
с протоколом Modbus.
2.3.3.2. Основные характеристики и функ
ции
Преобразователи частоты подключаются к промышленной сети частотой 50 Гц и напряжением 220/380 В. При этом они формируют на выходе напряжение частотой от 0,1 Гц до 500 Гц и максимальным значением равным амплитуде на- пряж жиме не должен превышать этого значения. ения сети. Нагрузкой ПЧ может быть любой двигатель мощностью меньше или равной мощности преобразователя. Обычно в справочных данных указывается немощность, а выходной ток преобразователя. Соответственно и фазный ток двигателя в статическом ре
Они обеспечивают диапазон регулирования скорости вращения в пределах
10:1 при управлении по заданной частотной /
U характеристике и допри векторном управлении. Статическая погрешность регулирования составляет около 1%
±
без датчика скорости
0,1%
±
в системе с аналоговым датчиком и а чах пр, прео выходну частотах возрастают коммутационные потери в тр омен- та нс импульсным датчиком. В ПЧ предусмотрена возможность выбор стоты коммутации из ряда дискретных значений от 0,5 до 20 кГц. При низких частотах коммутации, состав- ляющи имерно треть диапазона бразователь может развивать полную ю мощность. При высоких
±
анзисторах ив этом случае требуется увеличение мощности преобразователя на один типоразмер, кроме эксплуатации в повторно-кратковременном режиме, когда можно производить выбор преобразователя по обычным критериям. При разработке приводов с ПЧ необходимо учитывать изменение теплового режима двигателя. Разработчики преобразователей приводят рекомендуемые граничные механические характеристики вида рис. 2.43. Двигатели с естественной вентиляцией в длительном режиме должны работать с уменьшением м агрузки по мере снижения частоты. Примерно до половины номинальной частоты это снижение составляет около 5%, а далее увеличивается до 50%. Дви-

Современные преобразователи частоты
87
гатели с принудительной вентиляцией могут работать в длительном ежиме в заштрихованной области, если при этом ток статора не превышает допустимого выходного тока преобразователя. При этом возможны кратковременные перегрузки по моменту на 20-70% в течение
60 си на 40-100% в течение
2 с. Если двигатель по условиям механической прочности допускает работу при повышенных скоростях вращения, тов ПЧ это легко реализуется при постоянной располагаемой мощности, те. со снижением момента обратно пропорционально частоте вращения (рис. 2.43). р
ку и рассеиваемой мощности при торможении.
Обы та. Для этого в ПЧ в диалоговом режиме мож- нюю (
) границу диапазона (риса ебуется сформировать на регулировочной характеристике зону нечу ото ок мощью которых можно исключить частоты, вызывающие механический резо-
Рис. 2.43. Области допустимой нагрузки АД. В любом приводе существует проблема переходных режимов, когда требуется обеспечить определенное ускорение по условиям работы механизма или двигателя. В приводах с ПЧ дополнительно нужно учитывать существующие ограничения по выходному точно они составляют 150% от номинального тока. Преобразователь имеет встроенную защиту, ограничивающую этот ток или отключающую нагрузку. Рациональным выбором кривых разгона и торможения можно полностью исключить режимы выхода на предельные значения тока. Для э ого пользователю предоставляется возможность независимого выбора этих кривых как по характеру (линейная, S - образная, U образная) таки повременив пределах от 0,05 до 1000 секс разрешением 0,1 сек рис. Аналоговые входы ПЧ позволя с заданным ограничением диапазон но выбрать верхнюю (GV ) и ниж также, если тр
Рис. 2.44. Варианты кривых разгона и торможения.
ют организовать непрерывное управление АД, вствительности или режим ограничения. Пользователю предоставляется также возможность создания на регулировочной характеристике дного до трех « он шириной 5 Гц (рис. 2.45), с по

Современные преобразователи частоты нанс в приводе. Это особенно важно для приводов центробежных насосов и вентиляторов, в которых явление резонанса возни важно для приводов центробежных насосов и вентиляторов, в которых явление резонанса возникает особенно часто. и
я нный ПИ ре- гуля ическим током, защита преобразователя и за- а от электрического поражения предусмотрена гальва- ниче управления с сопротивлением изоляции и силовыми цепями. В цепях управления ПЧ используются толь кает особенно часто. и
я нный ПИ ре- гуляют разного рода защиты. К ним отно- ическим током, защита преобразователя и за- а от электрического поражения предусмотрена гальва- ниче управления с сопротивлением изоляции и силовыми цепями. В цепях управления ПЧ используются толь
Дополни- тельные возможности в управлении пр водом предоставляют четыре логических входа ПЧ. Сих помощью можно управлять направлением вращени , торможением, остановкой, переключением до четырех предварительно выбранных скоростей вращения, формируя при этом сложные нагрузочные диаграммы рис.
2.46). Дополнительные возможности в управлении пр водом предоставляют четыре логических входа ПЧ. Сих помощью можно управлять направлением вращени , торможением, остановкой, переключением до четырех предварительно выбранных скоростей вращения, формируя при этом сложные нагрузочные диаграммы рис.
2.46). Рис. 2.45. Варианты регулировочных характеристик. Преобразователи частоты легко включаются в замкнутые или разомкнутые системы управления с ручным заданием, т.к. в них имеется встрое
Преобразователи частоты легко включаются в замкнутые или разомкнутые системы управления с ручным заданием, т.к. в них имеется встрое торс настраиваемыми коэффициентами и апериодический фильтр первого порядка. Особую группу функций в каждом преобразователе частоты составля сятся защита от поражения электр щита двигателя. Для защиты оператор торс настраиваемыми коэффициентами и апериодический фильтр первого порядка. Особую группу функций в каждом преобразователе частоты составля сятся защита от поражения электр щита двигателя. Для защиты оператор
Рис. 2.46. Управление приводом с помощью логических входов ПЧ. ют разного рода защиты. К ним отно- ская развязка силовой цепи и цепей не менее 500 Мом и электрической прочностью изоляции 2830 В постоянного тока между корпусом и силовыми цепями и 2000 В переменного тока между цепями управления ская развязка силовой цепи и цепей не менее 500 Мом и электрической прочностью изоляции 2830 В постоянного тока между корпусом и силовыми цепями и 2000 В переменного тока между цепями управления ко сигналы с безопасным для человека уровнем напряжения. Полупроводниковые приборы ПЧ крайне чувствительны к различным перегрузкам. Поэтому преобразователь обязательно имеет несколько видов защиты от аварийных режимов. Это, прежде всего, защиты от коротких замыканий меж- ко сигналы с безопасным для человека уровнем напряжения. Полупроводниковые приборы ПЧ крайне чувствительны к различным перегрузкам. Поэтому преобразователь обязательно имеет несколько видов защиты от аварийных режимов. Это, прежде всего, защиты от коротких замыканий меж

Современные преобразователи частоты
89
ду выходными фазами, между выходными фазами и корпусом преобразователя, а также от замыканий внутренних источников питания. Эти защиты имеют очень высокое быстродействие, исключающее выход полупроводниковых приборов за пределы областей безопасной работы. Кроме этого в ПЧ имеется защита от перепадов напряжения сети и от обрыва фазы сетевого напряжения. Последний вид защиты предусмотрен в преобразователях предназначенных для работы только в трехфазных сетях. Помимо описанных быстродействующих защит преобразователь обязательно имеет тепловую защиту, обычно использующую в качестве датчика терморезистор. Она контролирует его тепловой режим с учетом не только преобразуемой мощности, но и условий теплооотвода. Во всех ПЧ предусмотрена тепловая защита двигателя. Она производится посредством непрерывного контроля величины
2
I t
с учетом скорости вращения и им ановленного в двигателе. Помимо тепловой за- щи быстродействующая защита от обрыва фазы. вида защиты вызывает отключение двигателя и Рис. 2.47. Время-токовые характеристики тепловой защиты АД. еет время-токовые характеристики, показанные на рис.
2.47. Тепловую защиту АД можн ной карты и терморезистора, уст ты обычно предусматривается
Аварийный сигнал любого срабатывание реле о также организовать с помощью дополнитель-
R
, контакты зователя и могут использоваться для коммутации цепей системы управления приводом. Кроме того, в ПЧ можно активизировать функцию повторного запуска. В этом случае система управления преобразователя после устранения неис которого выведены во внешние цепи преобра-
- правности производит серию попыток повторного запуска двигателя с тисе- кундными интервалами. Если после шести попыток запуск не осуществился, то преобразователь блокируется до отключения и повторного включения питания.

Литература Список литературы Асинхронные электроприводы с векторным управлением/В.В. Рудаков, ИМ. Столяров, В.А. Дартау. – Л Энергоатомиздат, 1987.
2.
Башарин А.В., Новиков В.А., Соколовский Г.Г. Управление электроприводами. – Л Энергоиздат, 1982.
3.
Булгаков А.А. Частотное управление асинхронными электродвигателями М Наука, 1966.
4.
Ключев В.И. Теория электропривода Учеб для вузов М Энергоатом- здат, 2001 5.
Ковач К.П., Рац И. Переходные процессы в машинах переменного тока МЛ Госэнергоиздат, 1963.
6.
Козярук А.Е., Рудаков В.В. Современное и перспективное алгоритмическое обеспечение частотно-регулируемых электроприводов. – СПб.:С-
Петербургская электротехническая компания, 2004.
7.
Копылов И.П. Математическое моделирование электрических машин
Учеб.для вузов М.:Высш.шк., 1994.
8.
Сабинин Ю.А., Грузов В.Л. Частотно-регулируемые асинхронные электроприводы Л Энергоатомиздат, 1985.
9.
Сандлер АС, Сарбатов Р.С. Автоматическое частотное управление асинхронными двигателями. – М Энергия, 1974.
10.
Соколовский Г.Г. Электроприводы переменного тока с частотным регулированием учебник для вузов. – М Издательский центр Академия,
2006.
11.
Усольцев А.А. Векторное управление асинхронными двигателями Учебное пособие. СПб: СПбГИТМО(ТУ), 2002.
12.
Эпштейн И.И. Автоматизированный электропривод переменного тока. – М Энергоиздат, 1982.
13.
Schönfeld R. Digitale Regelung elektrischer Antriebe. – Berlin: Technik,
1987

Приложение 1 Приложение Основное свойство симметричных фазных систем В симметричной -фазной системе сумма мгновенных значений фазных величин равна нулю. Это свойство симметрии находит свое отражение в равенстве нулю суммы всех фазных операторов, те.
1
( )
1 1
0
m
m
k
m
m
k
k
−
=
=
=
=
∑
∑